В 4-ичную последовательность

 

Согласование модуляции и кодирования

Реализуемые значения вероятности ошибочного приёма символов пере­даваемого сообщения при заданной полосе частот DF и скорости передачи ин­формации В или достижимые значения удельной скорости передачи информа­ции при заданной вероятности ошибочного приёма зависят как от способа ко­дирования, так и от вида используемых сигналов (способа модуляции).

Предельные возможности системы передачи информации можно оценить с помощью выражения (по Шеннону) для пропускной способности С гауссов­ского непрерывного канала связи с полосой частот DF:

C = DF log2(1+ ) .

В этом выражении Рс = ЕбВ — средняя мощность сигнала, где Еб — энергия, за­трачиваемая на передачу одного бита информации; В =1/Тб— скорость пере­дачи информации источника; Тб— время передачи источником одного бита ин­формации; РшN0DF — средняя мощность шума в полосе частот DF; N0/2 — спек­тральная плотность мощности шума. Из предыдущего выражения следует, что реальная скорость передачи информации В, которая меньше С, удовлетворяет неравенству

B £ DF×log2[1+(Еб×В)/(DF×N0)] или Еб/В ³ (2b-1)/b ,

где b=B/DF (бит×с-1/Гц) – удельная скорость передачи информации.

 

а
б
В/∆F(бит∙с-1/Гц)
Еб/N0
[Дж/(Вт/Гц) ]

 


Рис. 7.3. Зависимость удельной скорости передачи от энергетических затрат на один бит

 

Как известно, вероятность ошибочного приёма в конкретной системе оп­ределяется отношением Еб/N0. Предыдущее неравенство показывает, что воз­растание удельной скорости передачи требует увеличение энергетических за­трат(Еб) на один бит, что иллюстрирует рис. 7.3.

Любая система связи может быть описана точкой, лежащей ниже приве­дённой на рис. 7.3 кривой (область б), и для любой точки можно создать сис­тему связи, у которой вероятность ошибочного приёма может быть сделана на­столько малой, насколько это желательно. История развития систем связи в ка­кой-то степени представляет собой серию попыток приблизить их к этой пре­дельной кривой, сохраняя низкую вероятность ошибочного приема бита. Такие системы используют как модемную технику, так и технику кодирования.

С помощью модемной техники стремятся к такому расположению точек в сигнальном пространстве, при котором обеспечивается высокая удельная ско­рость (сигналы расположены достаточно плотно) и одновременно высокая по­мехоустойчивость (сигналы находятся достаточно далеко друг от друга). Поме­хоустойчивое кодирование позволяет снизить необходимую величину Еб, по­скольку расстояние между кодовыми комбинациями увеличивается.

При многопозиционной модуляции, когда сигналом «переносится» блок из n кодовых символов, также важно правильно выбрать манипуляционный код, определяющий правило сопоставления с каждым передаваемым сигналом определённого блока кодовых символов. Общий принцип сопоставления извес­тен: большему расстоянию по Хэммингу между кодовыми блоками должно со­ответствовать большее расстояние по Евклиду между отображающими их сиг­налами. Этому требованию в первом приближении удовлетворяет код Грея.

Следующим шагом в повышении эффективности систем является согла­сование всех вышеуказанных этапов формирования сигнала (формирование ко­довых комбинаций и сигналов, а также их сопоставление). Комбинирование различных ансамблей сигналов, помехоустойчивых кодов и манипуляционных кодов порождает множество вариантов построения таких систем. На практике (при простой реализации) проблема создания пары кодек-модем(кодем) доста­точно успешно решается для каналов с ограниченной полосой пропускания. В них обеспечение заданной скорости передачи информации (и удельной скоро­сти) связано с переходом к многопозиционной модуляции. Но при этом требу­ется увеличение Еб, которое может быть скомпенсировано применением поме­хоустойчивого кодирования в обмен на снижение удельной скорости передачи b. Необходимо так подобрать семейство сигналов и код, чтобы получить энер­гетический выигрыш от кодирования (ЭВК) без расширения занимаемой по­лосы частот. Что это возможно, вытекает из следующего рассуждения.

 

Выход  
D
D
D
D
Вход  
НСК(2/3)
1  
2  
1  
3  
2  
U
Коммутатор
НСК (2/3)
ФМ-8 модулятор
U1
U2
a1
a3
a2

 


 

Рис. 7.4,а. Согласование модулятора и кодера для случая ФМ-8-НСК(2/3)

 

Предположим, в системе без кодирования используется 2n-1-ичная моду­ляция. При этом каждый элемент сигнала отображает (n-1) бит. Расширим множество сигналов до 2n и применим код (n, n-1). Поскольку скорость пере­дачи элементов сигналы не изменилась, то система с кодированием будет зани­мать такую же полосу частот, как и система без кодирования, и каждому эле­менту сигнала будет соответствовать то же число (n-1) информационных бит. Если код выбран удачно, то кодирование позволяет уменьшить требуемое зна­чение Еб на величину, равную выигрышу от кодирования.

В качестве примера (рис. 7.4) рассмотрим согласование модулятора и ко­дера для случая ФМ-8-НСК(2/3). Схема кодера представлена на рис. 7.4,а. Для сравнения информационная последовательность также передаётся сигналом ФМ-4. Эта информационная последовательность двоичных символов U разби­вается на два потока u1 и u2, и на выходе кодера в каждом такте образуется комбинация из кодовых символов а1, а2, а3. В модуляторе ФМ-8 используется код Грея.

Соответствие кодовых трибитов сигналам на выходе модулятора опреде­ляется (рис. 7.4,б) соотношениями:

Рис. 7.4,б,в. Согласование модулятора и кодера для случая ФМ-8-НСК(2/3)
ФМ-8
110
010
000
100
111
011
001
101
в)
011
001
000
100
101
111
110
010
б)
d0
d1
d2
d3
ФМ-8
d0 = = 0.765 , d1 = = 1.414 ,

d2 = = 1.848 , d3 = 2 .

Сравнительный анализ системы ФМ-8-НСК(2/3) с декодированием по ал­горитму Витерби и основной системы ФМ-4 без кодирования (ей отвечают 4 точки на координатных осях рис. 7.4,б) обнаруживает небольшой ЭВК(порядка 1,1 дБ) для первой системы. Значение ЭВК может быть увеличено (до 3 дБ), если применить более рациональное кодирование (рис. 7.4,в).

Здесь первые два символа, соответствующие каждой сигнальной точке (подчёркнуты), задаются кодером (рис. 7.5) НСК(1/2). Третий символ представ­ляет собой незакодированный символ исходной информационной последова­тельности. Таким образом, и в этом случае в каждом элементе сигнала отобра­жается два информационных символа. При указанном отображении макси­мально разделены пары сигнальных точек, в которых закодированные дибиты совпадают, а незакодированные различны. Во многих случаях оказывается наи­более эффективным применять кодирование лишь к некоторым информацион­ным битам кодового блока. При значительном различии расстояний между сиг­налами информацию можно передавать без всякого кодирования.

 

Сигнально-кодовые конструкции Унгербоека

Рис. 7.5. Структурная схема свёрточного несистематического кодирования (1/2)
D
D
Вход
Выход
1
2
В начале 80-х годов австриец Готфрид Унгербоек (Gottfried Ungerboeck,сотрудник IBM Zurich Research Laboratory) опубликовал статью, в которой, анализируя СКК на базе ансамбля сиг­на­лов ФМ-8 и свёрточного кода с R = k/(k+1), сформулировал ряд правил построения СКК. Ввиду сказанного, СКК подобного вида (trellis-coded modulation — TCM) часто называют СКК Унгер­боека.

Общая схема передачи дискретных сообщений с использованием СКК представлена на рис. 7.6. По способу согласования модуляции и кодирования СКК Унгербоека относятся к конструкциям, полученным на основе разбиения ансамбля сигналов на вложенные подансамбли. Разбиение для ансамбля сигна­лов ФМ-8 представлено на рис. 7.7. Расстояния между сигнальными точками показаны на рис. 7.4,б.

 

Формирователь СКК
Кодер источника
Канал
Источник сообщения
Кодер канала
Кодер МК
Модулятор
Декодер СКК
Декодер источника
Получатель сообщения

 

 


Рис.7.6. Общая схема передачи с использованием СКК

 

Как следует из рис. 7.7, исходный ансамбль разбивается на подансамбли при максимальном увеличении наименьших евклидовых расстояний demin ме­жду сигналами внутри под ансамблей d0< d1 < d2< d3. Разбиение осуществля­ется поэтапно. В данном примере таких этапов три, которые заключаются в разбиении каждого из подансамблей предыдущего этапа на два равноэлемент­ных подансамбля.

А0
B0
B1
C0
C1
C2
C3
D1
D2
D3
D4
D5
D6
D7
D0
y2y1y0
y2y1y0

 

 


Рис. 7.7. Разбиение ансамбля сигналов на вложенные подансамбли и построение МК

 

Разбиение ансамбля сигналов на вложенные подансамбли (рис. 7.7) Ун­гербоек сопровождает определённым алгоритмом построения МК. Достижение наибольшей помехоустойчивости напрямую связано с увеличением евклидова расстояния между передаваемыми сигнальными последовательностями. Решёт­чатая диаграмма (РД) свёрточного кода, рёбра которой промаркированы сиг­нальными точками, полностью отображает весь набор разрешённых сигналь­ных последовательностей. Минимальное евклидово расстояние между несовпа­дающими канальными последовательностями называется свободным евклидо­вым расстоянием def. Эти последовательности расходятся из одного из одного и того же состояния и сходятся в одном и том же состоянии РД. Свободное евк­лидово расстояние характеризует предельную помехоустойчивость.

Таким образом, величина свободного евклидова расстояния def зависит от маркировки рёбер РД сигнальными точками (канальными символами). Унгер­боек на примере ансамбля сигналов ФМ-8 (рис.7.7) сформулировал четыре не­обходимых правила маркировки рёбер РД сигнальными точками:

§ все сигнальные точки используемого ансамбля сигналов должны встре­чаться с одинаковой частотой и с определённой степенью регулярности и симметричности;

§ переходы из одного и того же состояния соответствуют сигналам из по­дансамблей В0 или В1;

§ переходы в одно и то же состояние соответствуют сигналам из подансамб­лей В0 или В1;

§ параллельные переходы между состояниями соответствуют сигналам из по­дансамблей С0, или С1, или С2, или С3.

Рис. 7.8. ССК (n = 3, R = 2/3) с обратной связью для СКК Унгербоека (ФМ-8)
x2
D2
D
D3
x1
y2
y1
y0
Четыре правила Унгербоека не определяют достаточные условия по­строения СКК с максимальным свободным евклидовым расстоянием def . Кон­кретные СКК находились путём перебора схем кодеров по критерию макси­мума def при заданных МК, соответствующих описанному алгоритму разбие­ния. Заметим, что при этом МК для ансамблей ФМ-М соответствуют натураль­ному двоичному коду. В частности, Унгербоек произвёл перебор по системати­ческим с обратными связями схемам свёрточных кодов для различных ансамб­лей сигналов с М = 8…64. На рис. 7.8 приведена найденная Унгербоеком схема систематического с обратной связью кодера СКК (n = 3, R = 2/3). В качестве сигнального ансамбля используется ФМ-8 с натуральным двоичным МК (рис. 7.7).

 

Сигнально-кодовые конструкции «последней мили»

Проблема удаленного высокоскоростного доступа к сетям передачи дан­ных общего пользования на основе медно-кабельных линий привязки активно решается многими телекоммуникационными компаниями: идет поиск способов и технических решений для ограничения спектра передаваемых сигналов, спек­тральной совместимости различных систем передачи и повышения по­мехоза­щищенности передаваемой ин­­фор­мации. Этот способ удалённого до­с­тупа в англоязычной литературе получил название xDSL (DSL — Digital Sub­scriber Loop), имеющий несколько разновидностей: HDSL (High-bit-rate DSL), SDSL (Single Pair Symmetrical DSL), ADSL (Asymmetric DSL), VDSL (Very High-bit-rate DSL).

 

Многожильный медный кабель (сечение)
Медные проводники в полиэтиленовой изоляции
Зона паразитного излучения
Модем, «последней мили»
Многожильный медный кабель

 


Рис. 7.9. Медно-кабельная линия привязки и «модемы последней мили»

 

С теоретической точки зрения проблема реализации высокоскоростного удалённого доступа на основе медно-кабельных линий привязки (так называе­мая проблема «последней мили») сводится к известной задаче (в области элек­тросвязи): передача дискретных сообщений по каналам с ограниченной поло­сой пропускания. Другими словами, как передать с высокой скоростью дис­кретное сообщение (с заданной вероятностью ошибки) по кабельной линии связи, имеющей ограниченную полосу пропускания и подвергающей переда­ваемые сигналы сильным нелинейным искажениям, вызванным электромагнит­ным излучением (наводками) от других близко лежащих проводов (рис. 7.9).

Ситуация с использованием многопарных медных кабелей усугубляется еще и тем, что практически невозможно априори спрогнозировать (смоделиро­вать) помеховую обстановку внутри конкретного кабеля ввиду следующих причин:

1. каждый кабель уникален и обладает своим «рисунком паразитного излуче­ния» из-за своих конструктивных особенностей (дефектов произ­водства и т.п.);

2. характер залегания и прокладки кабеля (наличие изгибов, перекручива­ния и т.п.);

3. наличие вдоль трассы прокладки кабеля мощных источников электромаг­нитного излучения и др.

 

А
y3y2y1y0
Векторная диаграмма и МК одномерного АИМ-16 ансамбля сигналов
x2
x1
y2
y1
y0
D
D
D
D
D
D
D
D
D
y3
x0
Сигнально-кодовая конструкция для HDLC-2

 


Рис. 7.10,а. Одномерная ССК, предложенная «PairGain Technologies»

 

Американская компания «PairGain Technologies» предложила и стандар­тизовала (ANSI) несколько своих решений по указанной проблеме. Специали­стами компании создана система OPTIS (Overlapped PAM Transmission with Interlocking Spectra — совмещенная АИМ-передача с перекрытием спектра), ко­торая представляет собой одномерную СКК для HDSL-2-систем (рис. 7.10).

Рассмотренная выше СКК для HDSL2-системы реализована в аппаратно-программном модуле “HiGain HDSL2”, который обеспечивает удаленный дуп­лексный доступ по двухпроводной медному кабелю на скорости 1,544 Мбит/сек (прием/передача), и использует в качестве предварительных линейных кодов AMI-, B8ZS- или ZBTSI-коды.

Входной двоичный сигнал
Выходной 16-уровневый сигнал СКК

 


Рис. 7.10,б. Одномерная ССК, предложенная «PairGain Technologies»

 


Глава 8 Системы передачи

 

 

Высокая стоимость линий связи обуславливает разработку способов и ме­тодов, позволяющих одновременно передавать по одной линии связи большое число независимых сообщений, т.е. использовать линию многократно. Такие системы связи называют многоканальными. Связь, осуществляемую с помо­щью этих систем, принято называть многоканальной. Практически все совре­менные системы связи за редким исключением являются многоканальными.

В современных сетях связи используются аналоговые и цифровые сис­темы передачи(СП) с тенденцией перехода к применению только цифровых систем. Для обеспечения в этих условиях заданных характеристик каналов и трактов, гарантирующих высокое качество передачи информации, принципы проектирования цифровых и аналоговых систем передачи должны быть со­вместимы.

 

Основы теории многоканальной передачи сообщений

Используемые методы разделения каналов (РК) можно классифицировать на линейные и нелинейные (комбинационные). В большинстве случаев разделе­ния каналов каждому источнику сообщения выделяется специальный сигнал, называемый канальным. Промодулированные сообщениями канальные сигналы объединяются, в результате чего образуется групповой сигнал. Если операция объединения линейна, то получившийся сигнал называют линейным групповым сигналом.

Для унификации многоканальных систем связи за основной или стан­дартный канал принимают канал тональной частоты (канал ТЧ или стандарт­ный телефонный канал, СТК), обеспечивающий передачу сообщений с эффек­тивно передаваемой полосой частот 300...3400 Гц, соответствующей основному спектру телефонного сигнала. Многоканальные системы образуются путем объединения каналов ТЧ в группы, обычно кратные 12 каналам. В свою оче­редь, часто используют «вторичное уплотнение» каналов ТЧ телеграфными ка­налами и каналами передачи данных. На рис. 8.1 приведена структурная схема наиболее распространенных систем многоканальной связи.

Реализация сообщений каждого источника а1(t), а2(t),...,аN(t) с помощью индивидуальных передатчиков (модуляторов) М1, М2, ..., МN преобразуются в соответствующие канальные сигналы s1(t), s2(t),..., sN(t). Совокупность каналь­ных сигналов на выходе суммирующего устройстваS образует групповой сиг­нал s(t). Наконец, в групповом передатчикеМсигнал s(t) преобразуется в ли­нейный сигнал sЛ(t), который и поступает в линию связи ЛС.

Допустим, что линия пропускает сигнал практически без искажений и не вносит шумов. Тогда на приемном конце линии связи линейный сигнал sЛ(t) с помощью группового приемника П может быть вновь преобразован в группо­вой сигнал s(t). Канальными или индивидуальными приемниками П1, П2, ..., ПN из группового сигнала s(t) выделяются соответствующие канальные сиг­налы s1(t), s2(t), ..., sN(t) и затем преобразуются в предназначенные получателям со­общения а1(t), a2(t), ..., aN(t).

ИС1
ИСN
ИС2
M1
M2
MN
Σ
M
a1(t)
a2(t)
aN(t)
s1(t)
s2(t)
sN(t)
s(t)
ПС1
ПСN
ПС2
П1
П2
ПN
П
a1(t)
a2(t)
aN(t)
s(t)
s(t)
s(t)
Линия связи
sЛ(t)
sЛ(t)

 


Рис. 8.1. Структурная схема систем многоканальной связи

 

Канальные передатчики вместе с суммирующим устройством обра­зуют аппаратуру объединения. Групповой передатчикМ, линия связиЛСи групповой приемник Псоставляютгрупповой канал связи (тракт передачи), который вместе с аппаратурой объединения и индивидуальными приемниками составляет систему многоканальной связи. Индивидуальные приемникисис­темы многоканальной связи ПK наряду с выполнением обычной операции пре­образования сигналов sK(t) в соответствующие сообщения аK(t) должны обеспе­чить выделение сигналов sK(t) из группового сигнала s(t). Иначе говоря, в со­ставе технических устройств на передающей стороне многоканальной системы должна быть предусмотрена аппаратура объединения, а на приемной стороне — аппаратура разделения.

В общем случае групповой сигнал может формироваться не только про­стейшим суммированием канальных сигналов, но также и определенной логи­ческой обработкой, в результате которой каждый элемент группового сигнала несет информацию о сообщениях источников. Это так называемые системы с комбинационным разделением.

Чтобы разделяющие устройства были в состоянии различать сигналы от­дельных каналов, должны существовать определенные признаки, присущие только данному сигналу. Такими признаками в общем случае могут быть пара­метры переносчика, например амплитуда, частота или фаза в случае непрерыв­ной модуляции гармонического переносчика. При дискретных видах модуля­ции различающим признаком может служить и форма сигналов. Соответст­венно различаются и способы разделения сигналов: частотный, временной, фа­зовый и др.

 

Частотное разделение сигналов

Функциональная схема простейшей системы многоканальной связи с раз­делением каналов по частоте представлена на рис. 8.2. В зарубежных источни­ках для обозначения принципа частотного разделения каналов (ЧРК) исполь­зуется термин Frequency Division Multiply Access (FDMA, множественный дос­туп с частотным разделение каналов).

w1
w2
wN
ПС1
ПСN
ПС2
Д1
Д2
ДN
П
Линия связи
ИС1
ИСN
ИС2
M1
M2
MN
Σ
M
Ф1
Ф2
ФN
Ф1
Ф2
ФN
Генераторы несущих частот
ГНЧ

 


Рис. 8.2. Функциональная схема системы многоканальной связи с ЧРК

 

Сначала в соответствии с передаваемыми сообщениями первичные (ин­дивидуальные) сигналы, имеющие энергетические спектры G1(ω), G2(ω), ..., GN(ω) модулируют поднесущие частоты ωK каждого канала. Эту операцию вы­полняют модуляторы М1, М2, ..., МN канальных передатчиков. Полученные на выходе частотных фильтров Ф1, Ф2, ..., ФN спектры gK(ω) канальных сиг­налов занимают соответственно полосы частот Dω1, Dω2, ..., DωN, которые в общем случае могут отличаться по ширине от спектров сообщений Ω1, Ω2, ..., ΩN. При широкополосных видах модуляции, например, ЧМ, ширина спектраDωK » 2(b +1)ΩK, т.е. в общем случае Dω³ΩK. Для упрощения будем считать, что ис­пользуется АМ-ОБП (как это принято в аналоговых СП с ЧРК), т.е. DωК = Ω и Dω = NΩ. Проследим основные этапы образования сигналов, а также изменение этих сигналов в процессе передачи (рис. 8.3).

Будем полагать, что спектры индивидуальных сигналов конечны. Тогда можно подобрать поднесущие частоты ωK так, что полосы Dω1, ..., DωK попарно не перекрываются. При этом условии сигналы sК(t) (k=1,...,N) взаимноортого­нальны. Затем спектры g1(ω), g2(ω),..., gN(ω) суммируются (S ) и их совокуп­ность g(ω) поступает на групповой модулятор (М). Здесь спектр g(ω) с помо­щью колебания несущей частоты ω0 переносится в область частот, отведенную для передачи данной группы каналов, т.е. групповой сигнал s(t) преобразуется в линейный сигнал sЛ(t). При этом может использоваться любой вид модуляции.

w
2(w)
w2
w2 + W
w
K2(w)
w2
w2 + W
w
2(w)
W
w
GN(w)
W
w
G2(w)
W
w
G1(w)
W
gN(w)
∆wN
w
wN
wN + W
w
g1(w)
∆w1
w1
w1 + W
w
g2(w)
∆w2
w2
w2 + W
g(w)
w
w1
w = NW

 

 


Рис. 8.3. Преобразование спектров в системе с ЧРК

 

На приемном конце линейный сигнал поступает на групповой демодуля­тор(приемникП), который преобразует спектр линейного сигнала в спектр группового сигнала g’(ω). Спектр группового сигнала затем с помощью частот­ных фильтровФ1, Ф2,...,ФN вновь разделяется на отдельные полосы DωK, соот­ветствующие отдельным каналам. Наконец, канальные демодуляторыДпреоб­разуют спектры сигналов gK(ω) в спектры сообщений G’K(ω), предназначенные получателям.

Из приведенных пояснений легко понять смысл частотного способа раз­деления каналов. Поскольку всякая реальная линия связи обладает ограничен­ной полосой пропускания, то при многоканальной передаче каждому отдель­ному каналу отводится определенная часть общей полосы пропускания. На приемной стороне одновременно действуют сигналы всех каналов, различаю­щиеся положением их частотных спектров на шкале частот. Чтобы без взаим­ных помех разделить такие сигналы, приемные устройства должны содержать частотные фильтры. Каждый из фильтров ФK должен пропуститьбез ослабле­ния лишь те частоты ωÎDωK, которые принадлежат сигналу данного канала; частоты сигналов всех других каналов ωÏDωK фильтр должен подавить.

На практике это невыполнимо. Результатом являются взаимные помехимежду каналами. Они возникают как за счет неполного сосредоточения энергии сигнала k-го каналав пределах заданной полосы частотDωK, так и за счет не­идеальности реальных полосовых фильтров. В реальных условиях приходится учитывать также взаимные помехи нелинейного происхождения, например за счет нелинейности характеристик группового канала. Для снижения переход­ных помех до допустимого уровня приходится вводить защитные частотные интервалы Dωзащ (рис. 8.4). Так, например, в современных системах многока­нальной телефонной связи каждому телефонному каналу выделяется полоса частот4 кГц, хотя частотный спектр передаваемых звуковых сигналов ограни­чивается полосой от300до3400Гц, т.е. ширина спектра составляет 3,1 кГц.

∆wзащ
∆w
w
g(w)

 

 


Рис. 8.4. Спектр группового сигнала с защитными интервалами

 

Между полосами частот соседних каналов предусмотрены интервалы шириной по 0,9 кГц, предназначенные для снижения уровня взаимных помех при расфильтровке сигналов. Это означает, что в многоканальных системах связи с частотным разделением сигналов эффективно используется лишь около 80% полосы пропускания линии связи. Кроме того, необходимо обеспечить вы­сокую степень линейности всего тракта группового сигнала.

 

Временно̀е разделение сигналов

Принцип временного разделения каналов (ВРК) состоит в том, что груп­повой тракт предоставляется поочередно для передачи сигналов каждого ка­нала многоканальной системы (рис. 8.5). В зарубежных источниках для обозна­чения принципа временного разделения каналов используется термин Time Di­vision Multiply Access (TDMA, множественный доступ с временным разделением каналов).

 

1
Канал (линия) связи
 
Коммутатор
1
2
2
N
N

 


Рис. 8.5. Принцип временного разделения каналов

 

При передаче используется дискретизация во времени (импульсная моду­ляция). Сначала передается импульс 1-го канала, затем следующего канала и т.д. до последнего канала за номером N, после чего опять передается импульс 1-го канала и процесс повторяется периодически. На приеме устанавливается аналогичный коммутатор, который поочередно подключает групповой тракт к соответствующим приемникам. В определенный короткий промежуток времени к групповой линии связи оказывается подключена только одна пара приём­ник/передатчик.

Это означает, что для нормальной работы многоканальной системы с ВРК необходима синхронная и синфазная работа коммутаторов на приемной и пере­дающей сторонах. Для этого один из каналов занимают под передачу специаль­ных импульсов синхронизации. На рис. 8.6 приведены временные диаграммы, поясняющие принцип ВРК. На рис. 8.6,а-в приведены графики трех непрерыв­ных аналоговых сигналов u1(t), u2(t) и u3(t) и соответствующие им АИМ-сиг­налы. Импульсы разных АИМ-сигналов сдвинуты друг относительно друга по времени. При объединении индивидуальных каналов в канале (линии) связи образуется групповой сигнал с частотой следования импульсов в N раз большей частоты следования индивидуальных импульсов.

ТД
а)
U1(t)
t
в)
U3(t)
t
б)
ТК
U2(t)
t
г)
ТЦ
UГ(t)
t

 

 


Рис. 8.6. Преобразование сигналов при ВРК

 

Интервал времени между ближайшими импульсами группового сигнала TK называется канальным интерваломили тайм-слотом (time slot). Промежу­ток времени между соседними импульсами одного индивидуального сигнала называется циклом передачи ТЦ. От соотношения ТЦ и TK зависит число импуль­сов, которое можно разместить в цикле, т.е. число временных каналов.

При временном разделении так же как и при ЧРК существуют взаимные помехи, в основном обусловленные двумя причинами:

1. первая состоит в том, что линейные искажения, возникающие за счет огра­ниченности полосы частот и неидеальности амплитудно-частотной и фазо-частотной характеристик всякой физически осуществимой системы связи, нарушают импульсный характер сигналов. При временном разде­лении сигналов это приведет к тому, что импульсы одного канала будут накладываться на импульсы других каналов. Иначе говоря, между кана­лами возникают взаимные переходные помехи или межсимвольная ин­терференция;

2. вторая, взаимные помехи могут возникать за счет несовершенства синхро­низации тактовых импульсов на передающей и приемной сторо­нах.

В силу данных причин временное разделение каналов на основе АИМ не получило практического применения. Временное разделение широко исполь­зуют в цифровых системах передачи плезиохронной и синхронной иерархий, которые будут подробно рассмотрены ниже.

В общем случае для снижения уровня взаимных помех приходится вво­дить «защитные» временные интервалы, что соответствует некоторому расши­рению спектра сигналов. Так, в СП полоса эффективно передаваемых частот F=3100 Гц; в соответствии с теоремой Котельникова минимальное значение частоты дискретизации f0=1/ТД=2F=6200 Гц. Однако в реальных системах час­тоту дискретизации выбирают с некоторым запасом: f0 = 8 кГц. При вре­менном разделении каналов сигнал каждого канала занимает одинаковую поло­су час­тот, определяемую в идеальных условиях согласно теореме Котель­ни­коваиз соотношения (без учета канала синхронизации)

DtK =T0/N = 1/(2NF ) = 1/(2Fобщ) ,

где Fобщ=FN, что совпадает с общей полосой частот системы при частотном разделении.

Хотя теоретически временное и частотное разделения позволяют полу­чить одинаковую эффективность использования частотного спектра, тем не ме­нее, пока что системы временного разделения уступают системам частотного разделения по этому показателю. Вместе с тем, системы с временным разделе­нием имеют неоспоримое преимущество, связанное с тем, что благодаря разно­временности передачи сигналов разных каналов отсутствуют переходные по­мехи нелинейного происхождения. Кроме того, аппаратура временного разде­ления значительно проще, чем при частотном разделении, где для каждого ин­дивидуального канала требуются соответствующие полосовые фильтры, кото­рые достаточно трудно реализовать средствами микроэлектроники.

 

Разделение сигналов по форме

Для разделения сигналов могут использоваться не только такие очевид­ные признаки, как частота, время и фаза. Наиболее общим признаком сигнала является его форма. Различающиеся по форме сигналы могут передаваться од­новременно и иметь перекрывающиеся частотные спектры, но, тем не менее, их можно разделить, если выполняется условие линейной независимости или ус­ловие ортогональности.

В настоящее время разработаны новые цифровые методы разделения сиг­налов по форме, когда в качестве переносчиков различных каналов использу­ются дискретные ортогональные последовательности в виде функций Уолша, Радемахера. В связи с возможностью применения к функциям Уолша логиче­ских операций они широко применяются в многоканальных цифровых систе­мах передачи с разделением каналов по форме. Системы многоканальной связи с ортогональными сигналами требуют для нормальной работы той или иной «синхронизации», например, точного совпадения спектра сигнала с полосой пропускания при ЧРК или точного совпадения временных интервалов передачи сигналов при ВРК. В ряде случаев осуществить точную синхронизацию затруд­нительно. С подобными ситуациями приходится сталкиваться, в частности при организации оперативной связи большого числа подвижных объектов.

Тогда предпочтительными становятся системы асинхронной многока­нальной связи, когда сигналы всех абонентов передаются в общей полосе час­тот, а каналы не синхронизированы между собой. За каждым каналом (абонен­том) закрепляется определённая форма сигнала, которая и является отличи­тельным признаком («адресом») данного абонента. При обычном разделении по форме условие ортогональности выполняется лишь тогда, когда для всех кана­лов существует единая тактовая синхронизация. В асинхронной многоканаль­ной системе для обеспечения полного линейного разделения сигналов ортого­нальность (или, по крайней мере, линейная независимость) между любой парой сигналов должна сохраняться при любом сдвиге во времени.

Это значит, что для пары сигналов Si(t) и Sj(t) должно выполняться усло­вие:

(Si(t), Sj(t)) = = 0 , i ¹ j ,

при 0 £ t £ Т0, где Т0 — длительность сигнала. Интегрирование производится на любом интервале времени длительностью Т0. Можно сказать, что рассмотрен­ное равенство выполняется только в том случае, когда Si(t) представляет собой белый шум, то есть имеет неограниченную ширину спектра и бесконечную дисперсию. Для реальных сигналов это невыполнимо. Можно, однако, постро­ить сигналы, для которых указанное равенство выполняется приблизительно. То есть скалярное произведение (Si(t), Sj(t+t)) при любом сдвиге много меньше энергии элемента сигнала:

(Si(t), Sj(t + t)) << .

Эти сигналы можно назвать «почти ортогональными» (квазиортогональными). На основании ранее ска­занного можно предположить, что такие сигналы должны иметь очень широкий спектр, или точнее большую базу(произведение DFT0).

Основной особенностью подобных сигналов, получивших название шу­моподобных сигналов (ШПС), является равномерность энергетического спек­тра и d-образная форма (острый пик) автокорреляционной функции (АКФ). Свойст­вами ШПС обладают псевдослучайные последовательности (ПСП), последова­тельности Баркера и др. При передаче ПСП по высокочастотному каналу обычно применяется фазовая манипуляция несущей со сдвигом фазы на1800.

Другой разновидностью ШПС являются сигналы, формируемые с помо­щью частотно-временной матрицы (ЧВМ, рис. 8.7). «Адрес» каждого канала (абонента) можно сформировать из набора «элементарных площадок» час­тотно-временного пространства. При этом в каждом наборе могут использо­ваться только те элементарные сигналы («площадки»), которые относятся к разным строкам и столбцам. Число различных перестановок элементов квад­ратной ЧВМ размером М´М с учётом указанного выше ограничения опреде­ляет количество отличающихся друг от друга последовательностей длиной М. Это число равно М!. Однако не все из полученных сигналов обладают доста­точно хорошими авто- и взаимокорреляционными свойствами.

Наличие у сигналов совпадающих позиций ухудшает их взаимокорреля­ционные свойства, поэтому используются не все комбинации ЧВМ. Макси­мальное количество комбинаций, для которых уровень боковых лепестков кор­реляционных функций не превышает

,

приближается к DFсT0.

Комбинационное разделение сигналов

f7
f6
f5
f4
f3
f2
f1
f
t
Рис. 8.7. Пример ЧВМ (7´7)
Сущность комбинационного способа формирования группового сигнала состоит в следующем. Пусть сообщения, поступающие на устройство уплотне­ния от N источников, представлены символами m-ичного кода (m³2). Предпо­ложим, что символы всех источников имеют одинаковую длительность и одно­временно, по одному символу от каждого источника, поступают на устройство уплотнения. Тогда число состояний комби­наций символов от всех источников равно mN. Таким образом, применяя основание кода mN, можно одновременно передавать информацию от N индивидуальных кана­лов. Групповой сигнал представляет собой отображение определённой комбинации сиг­налов различ­ных каналов. Разделение сигналов, основанное на различии комбинаций сигна­лов разных каналов, называется комбинационным.

Таблица 8.1








Дата добавления: 2016-01-03; просмотров: 500; ЗАКАЗАТЬ НАПИСАНИЕ РАБОТЫ


Поиск по сайту:

При помощи поиска вы сможете найти нужную вам информацию, введите в поисковое поле ключевые слова и изучайте нужную вам информацию.

Поделитесь с друзьями:

Если вам понравился данный ресурс вы можете рассказать о нем друзьям. Сделать это можно через соц. кнопки выше.
helpiks.org - Хелпикс.Орг - 2014-2019 год. Материал сайта представляется для ознакомительного и учебного использования. | Поддержка
Генерация страницы за: 0.048 сек.