Методы расчета волноводно-щелевых антенн 5 страница

Для иллюстрации влияния взаимодействия с учетом высших типов волн на рис. 6.20 показано появление аномального нуля в диаграмме направленности одного излучателя в решетке в трех различных плоскостях сканирования. Из рис. 6.20 видно, что наиболее опасной в треугольной решетке будет диагональная плоскость сканирования.

изменение положения аномального нуля 0_а при изменении размера раскрыва излучателя а = 0,61; 0,751; 0,91, размер Ь = 0,31. При а = 0,6,1 взаимодействие по высшим типам волн не проявляется, при увеличении размера а появляется аномальный нуль, который с ростом а приближается к нормали. Качественно такое же поведение аномального нуля будет наблюдаться в решетках с другими размерами.

6.12. Рекомендации по проектированию рупорно-волноводных фазированных решеток

1. При проектировании сканирующих рупорно-волноводных решеток надо иметь в виду, что взаимодействие между излучателями в ряде случаев может существенно повлиять на изменение коэффициента усиления антенны в секторе сканирования и на согласование питающих волноводов с излучателями.

2. При расчете решеток волноводных (или рупорных) излучателей, так же как при расчете большинства антенн СВЧ, вначале ориентировочно выбирают геометрические размеры решетки и ее элементов, а затем определяют электрические параметры. Если размеры выбраны неудачно, расчет повторяют снова.

3. Габаритные размеры больших антенных решеток приближенно можно определять по формулам (6.42). Числовые коэффициенты k\ и к_г зависят от формы всей решетки (прямоугольная, круглая и т. д.) и амплитудного распределения по координатным осям. Значения ki и k% могут быть взяты из любого учебного пособия, где рассматривается излучение из отверстия такой же формы с тем же амплитудным распределением.

4. При выборе структуры решетки (прямоугольная или косоугольная) надо иметь в виду соображения, изложенные в § 6.10. Если узлы волноводного тракта укладываются в габаритные размеры одного излучателя при прямоугольной структуре решетки, то целесообразность гексагонального расположения излучателей должна специально обследоваться, так как необходимое при этом увеличение размеров раскрыва излучателя или толщины стенок волноводов может привести к появлению аномальных нулей (если размеры aXb больше рекомендуемых табл. 6.1) или к возрастанию коэффициента отражения в соответствии с графиками рис. 6Л7 и 6.18. Однако надо помнить, что гексагональная структура решетки позволяет уменьшить полное число излучателей в решетке.

5. Расстояние между излучателями решетки определяется заданным сектором сканирования в плоскости Н (Эскн) и в плоскости Е (Век е) • В первом приближении расстояние между излучателями в решетке может быть найдено из следующих формул: для прямоугольной структуры d_x и d_v определяются из формулы (6.43), с учетом формулы (6.49) для плоскости Е; для гексагональной структуры — из формулы (6.44). Для определения расстояния между излучателями в решетке с прямоугольной структурой можно воспользоваться графиками рис, 6.14, которые построены по указанным выше формулам.

Увеличение расстояния между излучателями больше расчетного не допускается, так как это приведет к появлению резкого провала коэффициента усиления в одном из направлений в пределах сектора сканирования. Уменьшение расстояния между излучателями по сравнению с расчетным в большинстве случаев нецелесообразно, так как это приводит к увеличению коэффициента отражения |Г|_Макс при сканировании в плоскости Н, хотя несколько уменьшает |Г|_Макс при сканировании в плоскости Е. Кроме того, с уменьшением расстояния между излучателями увеличивается число излучателей в решетке.

Ожидаемое максимальное значение модуля коэффициента отражения в данном секторе сканирования можно ориентировочно выяснить по кривым рис. 6.19. Если | Г | макс» найденное по рис. 6.19, превышает величину коэффициента отражения, допустимую по условиям работы всего антенно-фидерного устройства в целом, то должен быть уменьшен сектор сканирования или в конструкции излучателей должны быть предусмотрены согласующие устройства.

6. Выбор размеров раскрыва одного излучателя в значительной степени определяется допустимым расстоянием между излучателями в решетке, которое ограничивает возможный максимальный раскрыв с учетом толщины стенок волновода; минимальный размер

^ А

Ямин> ~2~ ограничивается условиями распространения

волны Я₁₀. При выборе размеров раскрыва излучателя 13-479 193

в указанных пределах надо иметь в виду следующее. С уменьшением размеров а и b возрастает коэффициент отражения |Г|_Макс- Величина |Г|_Макс может быть оценена с помощью кривых рис. 6.17 и 6.18. С другой стороны, увеличение размеров aXb может привести к появлению аномальных нулей в секторе сканирования. Если размеры раскрыва не превышают рекомендуемых в табл. 6.1 (§ 6.11), то аномальные нули не возникают во всем секторе ±90°; если условия табл. 6.1 не выполнены, то такая антенная решетка требует полного расчета входных проводимостей и коэффициентов отражения. Пути такого расчета намечены в § 6.11.

7. Рекомендуемая методика, составленная по результатам анализа бесконечных решеток, может быть использована также для выбора всех размеров достаточно больших решеток конечных размеров. Последнее заключение оправдывается тем, что направления, в которых имеют место провалы коэффициента усиления, не зависят от габаритных размеров решетки. Однако с уменьшением размеров решетки провал излучения становится шире (занимает больший угол), а глубина его уменьшается. При выборе размеров небольших решеток (меньше чем 20X20 излучателей), в которых провалы излучения сглажены, предложенная выше методика может оказаться не оптимальной.

8. Расчет электрических параметров антенны может производиться после того, как выбраны ее геометрические размеры.

Для определения параметров антенны, диаграммы направленности, коэффициента усиления, коэффициента отражения и других необходимо получить полное решение задачи, т. е. найти входные 'проводимости всех излучателей (центральных и крайних), и амплитуды и фазы полей. Метод расчета описан в работе [Л 9], расчет весьма громоздкий и требует использования быстродействующих электронных вычислительных машин.

9. Электрические параметры антенн весьма приближенно можно оценить следующим образом:

1) Нормированные кривые изменения коэффициента усиления [формула (6.46)] при различных d_x/X приблизительно совпадают друг с другом до углов, па которых возникают дополнительные максимумы ДН решетки, и на этом участке хорошо аппроксимируются функцией 194

9. Электрические параметры антенн весьма приближенно можно оценить следующим образом:

2) Коэффициент усиления по нормали определяют Или по ширине главного лепестка диаграммы направленности в двух плоскостях по формуле

_гДе ^ _ коэффициент полезного действия решетки; или по величине излучающей поверхности решетки

где /Сип —коэффициент использования поверхности решетки, зависящий от амплитудного распределения по решетке.

3) Диаграмму направленности приближенно рассчитывают по формуле для непрерывного излучающего раскрыва.

Прямоугольная форма решетки с равномерным амплитудным распределением рассчитывается по формуле (6.31). В формулу (6.31) вместо размера b_v надо подставить габаритный размер решетки вдоль той координатной оси X или Y, по которой амплитудное распределение равномерное.

Прямоугольная форма решетки с косину- соидальным амплитудным распределением рассчитывается по формуле (6.30). В формулу (6.30) вместо размера а_р надо подставить габаритный размер решетки вдоль той координатной оси, по

которой амплитудное распределение косинусоидальное.

Круглая форма решетки рассчитывается по формуле (6.38), где под 2г надо понимать диаметр излучающей решетки.

Взаимодействие несколько изменяет структуру боковых лепестков, однако простыми формулами эти из- 13* 195

менения описать не удается.

Примеры конструктивного выполнения рупоров даны на фотографиях рис. 6.22—6.24. На рис. 6.22 показан вариант выполнения рупорной антенны сантиметрового диапазона. На рис. 6.23 изображен рупор с диэлектрическим кожухом, который одновременно с защитой внутреннего пространства рупора и волноводного тракта от атмосферных воздействий также улучшает согласование рупора с внешним пространством. Часть кожуха вырезана, чтобы показать внутреннюю полость рупора. На рис. 6.24 приведен элемент (два рупора), входящий в линейку рупоров.

Литература

1. Титов А. Н., Сап сов ич Б. И. Фазированная решетка как антенная система с искусственным диэлектриком. Сб. «Антенны», вып. 8. Изд-во «Связь», 1970.

2. G а 1 i n d о V. and W и С. Р. Численные решения для бесконечной фазированной решетки прямоугольных волноводов с толстыми стенками. IEEE Trans. Ant. and Propag., 1966, March, v. AP-14 № 2.

3. G a 1 i n d о V. and Wu С. P. Диэлектрически нагруженные и покрытые диэлектриком волноводные решетки. The Bell System Technical Journal, 1968, Jan., v. 47.

4. Wu C. P. and Ga lindo V. Действие поверхностной волны на покрытой диэлектриком фазированной решетке прямоугольных волноводов. The Bell System Technical Journal, 1968, Jan., v. 47.

5. Ннттел Г., Хессель А., О л и н e p А. Нулевые провалы в диаграмме направленности элемента фазированной антенной
решетки и их связь с направленными волнами. «Антенные решетКй с электрическим сканированием», тематический выпуск, Proc. of the IEEE, 1968, v. 56, № 11.

6.G а 1 i n d о V. and Wu С. P. Свойства фазированной решетки прямоугольных волноводов с тонкими стенками. IEEE Trans. Ant. and Propag., 1966, march, v. AP-15, № 2.

7.Э л e H б e p г e p А., Шварцман Л., Топ пер Л. Некоторые требования к геометрии волноводных решеток с линейной поляризацией, «Антенные решетки с электрическим сканированием», тематический выпуск, Proc. of the IEEE, 1968, v. 56, № 11.

8. Борджнотти Г. Анализ периодической плоской фазированной решетки методом собственных волн. «Антенные решетки с электрическим сканированием», тематический выпуск. Proc. of the IEEE, 1968, v. 56, № 11.

9.Farrell G. F. and Kuhn D. H. Взаимная связь в бесконечно плоских антенных решетках рупоров и прямоугольных волноводов. IEEE Trans. Ant. and Propag., 1968, July, v. AP-16, № 4.

Глава 7

Антенны поверхностных волн

7.1. Особенности антенн бегущей волны

Антенны бегущей волны представляют собой антенны, токи которых, формирующие поле излучения, могут быть представлены одной или несколькими бегущими волнами, распространяющимися вдоль какой-либо направляющей структуры. Последние по длине составляют обычно несколько длин воли. Антенны бегущей волны относятся к продольным излучателям, обеспечивающим излучение вдоль оси структуры или в направлении, близком к ней.

Представителями антенн бегущей волны являются антенны с замедленной фазовой скоростью. Расчет излучения этих антенн основывается на характеристиках бегущих волн с замедленной фазовой скоростью (Уф<с), направляемых замедляющей структурой. Антенны такого вида различают, в основном, по замедляющей структуре. Существует большое разнообразие замедляющих структур, которые могут поддерживать либо волны Е, либо волны Н, либо те и другие, отличающихся конструктивным выполнением и формой поверхности. Антенны с плоскими и цилиндрическими непрерывными замедляющими структурами называют антеннами поверхностных волн.

Примерами антенн с замедленной фазовой скоростью являются: диэлектрические стержневые антенны, спиральные антенны, антенны «волновой канал», различные виды антенн поверхностных волн и т. д. Они находят применение как в качестве самостоятельных антенн, так и в качестве элементов антенных решеток.

Распространение бегущей волны вдоль замедляющей структуры предполагает ее достаточную электрическую длину. Это условие наиболее просто выполняется в диапазоне сверхвысоких частот. Поэтому антенны бегущей 198 волны с замедленной фазовой скоростью, как правило, используются в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн.

Отличительным признаком волны с Уф<с является убывание амплитуды поля волны при удалении от замедляющей структуры по экспоненциальному закону, причем скорость убывания тем быстрее, чем больше замедление волны. Поэтому характерной особенностью антенн поверхностных волн являются их малые поперечные размеры, и они удобны при использовании в качестве невыступающих или маловыступающих антенн, устанавливаемых на объектах с малым аэродинамическим сопротивлением.

Ширина диаграммы направленности рассматриваемых антенн прямо пропорциональна корню квадратному из отношения рабочей длины волны к длине замедляющей структуры, т. е. зависит от этого соотношения значительно слабее, чем в антеннах с поперечным излучением.

Приводимый ниже расчет антенн бегущей волны с замедленной фазовой скоростью основан на следующих предположениях:

1) распределение поля бегущей волны 1>ф<с, распространяющейся вдоль замедляющей структуры антенны, совпадает с полем бегущей волны над регулярной структурой с тем же замедлением;

2) отражение бегущей волны от конца замедляющей структуры пренебрежимо мало;

3) излучение возбудителя антенны достаточно мало и им можно пренебречь.

Эти предположения упрощают картину явлений, происходящих в антеннах бегущей волны, и позволяют определить распределение тока (поля) антенны по ее длине. В действительности отражения, возникающие при распространении бегущей волны вдоль замедляющей структуры конечной длины, и излучение возбудителя бегущей волны искажают это распределение. Однако эти искажения при правильном выборе размеров антенны невелики и ими можно пренебречь.

Приведенные предположения позволяют рассчитать диаграмму направленности антенны бегущей волны как диаграмму направленности антенны с непрерывным или дискретным распределением элементарных излучателей по длине антенны в зависимости от вида замедляющей структуры. Бегущая волна в этом случае выполняет роль линии питания элементарных излучателей.

В отдельных случаях при достаточно большой длине антенны ее излучение можно представить так же, как излучение эквивалентного раскрыва на конце антенны, образованного распределением поля волны с Уф<с над регулярной замедляющей структурой в плоскости ее поперечного сечения.

Оба представления излучения антенны носят приближенный характер. Однако первое из них получило наибольшее распространение при инженерном расчете антенн с замедленной фазовой скоростью.

7.2. Антенны поверхностных волн

Типичная схема антенны поверхностной волны приведена на рис. 7.1. Антенна состоит из двух основных элементов: замедляющей структуры 1, по которой распространяется поверхностная волна, и возбудителя поверхностной волны 2. Замедляющая структура оканчивается экраном 3.

Антенны поверхностных волн различают по виду замедляющей структуры и по функциональным признакам. Существует большое разнообразие замедляющих структур, отличающихся конструктивным выполнением. Как следствие их большого разнообразия, антенны поверхностных волн находят широкое практическое применение в системах связи, радиолокации, телеметрии и т. д.

Антенны поверхностных волн используются в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн. Обычно они допускают работу в полосе частот, составляющей ±10-г-15%. В некоторых случаях с помощью специальных мер эта полоса может быть расширена.

К недостаткам антенн поверхностных волн следует отнести сравнительно малое реализуемое усиление и относительно высокий уровень боковых лепестков диаграммы направленности. Ширина основного лепестка диаграммы 26° ₅ составляет обычно 15—20°. Однако существуют способы, позволяющие улучшить натравленные характеристики антенн, например использование модулированных замедляющих структур.

Различные части антенны поверхностной волны служат различным целям. От конструкции возбудителя зависит эффективность возбуждения 'поверхностной волны. Замедляющая структура направляет поверхностную волну и обеспечивает основное излучение антенны. Поле излучения антенны поверхностной волны является результатом интерференции поля излучения замедляющей структуры ;и поля, излучаемого 'возбудителем. Последнее является вредным фактором, искажающим диаграмму направленности.

7.3. Диаграмма направленности антенны

Расчет диаграммы направленности антенны поверхностной волны проводится как расчет диаграммы направленности антенны бегущей волны с непрерывным и равномерным распределением тока по длине антенны.

Для распределения поля поверхностной волны характерно существование составляющей E_z или H_z в направлении распространения. Практическое применение нашли антенны с поверхностной волной типа E(H_Z = 0), поле которой имеет вид

где а — коэффициент ослабления поля волны в направлении Х\ р — коэффициент фазы волны.

где /с = 2лД; X — длина волны рабочего диапазона.

Распределение поля (7.1) позволяет определить эквивалентные поверхностные токи на замедляющей структуре антенны и рассчитать ее диаграмму направленности.

Как известно, характеристика направленности линейного распределения тока на длине L имеет вид

Коэффициенты а и [3 в (7.1) связаны соотношением

где f(z)—амплитудное распределение тока; i|)(z)—фазовое распределение тока.

Для антенны бегущей волны фазовое распределение имеет вид a|)(z)=|3z и при равномерном амплитудном распределении из (7.3) получается известное выражение для диаграммы направленности

В направлении распространения поверхностной волны распределение тока носит характер линейного распределения тока бегущей волны. В поперечном направлении по оси у для антенны, изображенной на рис. 7.1, изменение тока определяется изменением поля ь раскрыве возбуждающего рупора и носит косинусои- дальный характер. Таким образом распределение магнитного тока на поверхности замедляющей структуры антенны имеет вид

Диаграмма направленности антенны для тока (7.5) имеет вид

Выражение (7.6) определяется двумя множителями. Одним из них является характеристика направленности элемента тока антенны (рис. 7.1) в плоскости Н (плоскость YOZ). Другим множителем служит характеристика направленности непрерывного распределения тока по длине антенны. В. плоскости Е (плоскость XOZ) выражения (7.6) и (7.4) совпадают.

Множитель (7.4) оказывает определяющее влияние на диаграмму направленности антенны. Для диаграммы направленности представляют интерес значения В—-^- (у

— cos 6) для углов 6°, которые ограничены величинами

При приближении коэффициента у к единице относительный уровень боковых лепестков диаграммы уменьшается. С увеличением длины антенны L основной лепесток диаграммы направленности становится более узким, но растет относительный уровень боковых лепестков.

Однако основной лепесток не становится сколь угодно узким при неограниченном росте величины L, как это следует из выражения (7.4). Существует некоторая предельная направленность антенны, которую можно получить при данном замедлении у.

Приближенно это объясняется тем, что для больших значений у замедляющую структуру антенны можно рассматривать как волновод, переносящий поверхностные волны к ее концу, с которого происходит излучение как с эквивалентного плоского раскрыва. Размер раскрыва определяется поперечным распределением поля поверхностной волны и будет тем больше, чем меньше замед
ление. Однако, как будет показано ниже, антенны поверхностных волн большой длины не получили практического применения из-за трудности реализации замедляющих структур больших размеров.

7.4. Плоские замедляющие структуры

Замедляющую структуру, направляющую поверхностную волну, принято характеризовать поверхностным импедансом (поверхностным сопротивлением), который определяется отношением составляющих электрического и магнитного полей на 'поверхности структуры.

Для волны типа Е поверхностный импеданс с учетом (7.1) записывается в виде

Поверхностный импеданс может служить граничным условием для электродинамических задач и существенно облегчает их решение в случае, если распределение электромагнитного поля в импедансной структуре не зависит от распределения тюля над ней.

При подстановке (7.1) в (7.7) получается соотноше

ние

из • которого следует, что условием существования поверхностной волны над импедансной структурой является ее чисто индуктивный

характер. С ростом величины замедления поверхностной волны у увеличиваются коэффициент ослабления а (7.2) и величина поверхностного импеданса (7.8).

В качестве плоских замедляющих структур используются плоские ребристые (гребенчатые) струк

туры и структуры в виде тонкого слоя диэлектрика на металлическом экране (подложке).

Ребристая структура (рис. 7.2) 'представляет собой периодически чередующиеся канавки шириной d и глубиной h с ребрами толщиной т. Ребристая структура эк
вивалентна непрерывной замедляющей поверхности при достаточно малом периоде структуры PD<1(D<0,U,D = <*+T).

Поле внутри каждой канавки ребристой структуры не зависит от z и его распределение соответствует распределению поля волны ТЕМ. Поэтому канавки ребристой структуры можно рассматривать как отрезки ко- роткозамкнутой линии, входное сопротивление которой при h<Xl4 имеет индуктивный характер. При h>h/4 входное сопротивление короткозамкнутой линии имеет емкостный характер и ребристая структура не является замедляющей.

Формула для расчета поверхностного импеданса имеет вид

Коэффициент замедления поверхностной волны у ^из(7.2), (7.8) и (7.9) вычисляется по формуле

При h—>1/4 в короткозамкнутых канавках наступает резонанс >и величина замедления у при весьма малом периоде структуры неограниченно растет. Однако б реальных структурах срыв поверхностной волны наступает при значениях h, отличных от Х/А, из-за влияния толщины ребер т и ширины канавки d.

На рис. 7.3, 7.4 приведены зависимости замедления от глубины канавки ребристой структуры h/X при различных размерах h/D и d/D [Л1].

Влияние толщины ребра заметно лишь вблизи резонанса,. При неизменной глубине канавок увеличение толщины ребра приводит к уменьшению замедления. Однако это явление заметно лишь при значениях d/D >0,5.

Другим видом замедляющей структуры является слой диэлектрика на металлическом экране (рис. 7.5). Распространение поверхностных волн иад диэлектриком связано с явлением полного внутреннего отражения, наблюдаемого при падении плоской волны из диэлектрика на границу раздела с менее плотной средой. При угле падения, большем угла полного внутреннего отражения, вдоль границы раздела сред распространяется поверхностная волна с фазовой скоростью <Уф<с, где е —

относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика.

В отличие от ребристой структуры в диэлектрическом слое могут существовать как волны типа Е, так и волны типа Н.

Поверхностные Е-волны могут распространяться при произвольно малой толщине диэлектрического слоя h. Этим они отличаются от поверхностных волн типа Н, которые могут существовать начиная с некоторой толщины слоя, обеспечивающей емкостный характер поверхностного импеданса. Поэтому возбуждение волн типа Е 206
наиболее предпочтительно, так как конструкция ай- тенны поверхностной волны в этом случае является белее простой и имеет меньший вес.

В этом случае выражение для поверхностного импеданса (7.7) принимает вид Из сопоставления (7.7) и (7.11) получим трансцендентное уравнение

из которого можно определить коэффициент р, характеризующий замедление поверхностной волны, для данной толщины слоя h. Его решение существует при /с<р</с_ди gh<л/2. В этом случае поверхностный импеданс замедляющей структуры имеет индуктивный характер.

Приведенные выражения остаются справедливыми и для диэлектрического слоя двойной толщины 2h без металлического экрана. В этом можно убедиться, используя принцип зеркального отображения.

7.5. Возбуждение антенны

<17 181920 21 22 23 >

Дата добавления: 2014-12-24; просмотров: 1321;