9 страница. При дослідженні завадостійкості радиоприема реально діючі перешкоди заміняють спрощеними моделями, що відбивають найбільш типові й найбільш імовірні види

При дослідженні завадостійкості радиоприема реально діючі перешкоди заміняють спрощеними моделями, що відбивають найбільш типові й найбільш імовірні види перешкод. Використання таких моделей дає можливість провести теоретичну оцінку впливу перешкод на прийом радіосигналів.

Більшість перешкод, що діють у реальному каналі зв'язку, можна представити за допомогою чотирьох моделей: зосередженої, імпульсної, квазиимпульсной і флуктуационной.

Зосереджені перешкоди.Під зосередженою розуміють перешкоду, частотний спектр якої перебуває у вузькій смузі частот. Звичайно ширина спектра такої перешкоди порівнянна або навіть уже смуги частот корисного сигналу. В основному зосереджені перешкоди обумовлені сигналами сторонніх радіостанцій. Крім того, вони можуть створюватися різними радіочастотними генераторами, застосовуваними у виробничій технології, а також виникати в самому приймачі (комбінаційні перешкоди, перехідні перешкоди в многоканальной зв'язку й т.д.).

Зосереджені перешкоди можна розділити (див. мал. 1.5) на внутриполосные, що попадають у смугу пропущення приймача, і внеполосные перешкоди. Внутриполосные перешкоди можуть виникати як у самому приймачі, так і попадати на його вхід ззовні. Внеполосные зосереджені перешкоди — це в основному сигнали сторонніх радіостанцій. Умови поширення зосереджених перешкод і корисних сигналів близькі між собою, тому статистичні характеристики таких перешкод подібні до характеристик корисного сигналу й залежать від конкретних умов зв'язку.

Імпульсні перешкоди (ИП). Такі перешкоди являють собою неперіодичну послідовність одиночних імпульсів. Її характерною рисою є широкий частотний спектр. Часовий інтервал між імпульсами перешкод такий, що перехідні процеси, викликані в приймачі окремими імпульсами, не перекриваються. Тривалість імпульсних перешкод 10^-5 — 10^-8 с. Створюються вони в основному промисловими й атмосферними джерелами. Джерелом атмосферних перешкод є грози. Струм при грозовому розряді є аперіодичним або быстрозатухающим коливальним процесом тривалістю від 0,1 до 3 мс. Існують довідкові дані про розподіл рівня атмосферних перешкод по земній кулі для чотирьох пір року й для інтервалів часу усередині доби. На частотах вище 20 Мгц атмосферні перешкоди близькі до флуктуационным, а в нижній частині Кв-діапазону мають у більшій мері імпульсний характер. Атмосферні перешкоди на коротких трасах більше помітні. У літні місяці середні рівні атмосферних перешкод можуть наблизитися до рівня перешкод від сусідніх станцій.

Під дією імпульсної перешкоди в приймачі виникає перехідний процес. Перешкоду можна розглядати як ударний вплив (мал. 9.1, а), а радиотракт приймача — як коливальну систему, на виході якої під дією перешкоди з'являється високочастотний імпульс (мал. 9.1, б) тривалістю τ, де τ — постійна часу радиотракта приймача. Якщо перехідні процеси на виході радиотракта при дії імпульсів перешкод перекриваються, то перешкоди вже не можна вважати імпульсними. Імпульсна перешкода може мати будь-яку форму. При дослідженні часто вибирають імпульсну перешкоду (мал. 9.2, а) виду е_А = и_вх=U₀е^-at, де а — коефіцієнт, що характеризує швидкість спадання напруги перешкоди. Спектральна щільність імпульсної перешкоди, відповідно до перетворення Фур'є, S_вх (ω)= и_вх(t)e^-jωtdt;після підстановки и_вх(t) у це вираження й інтегрування одержимо S_вх(ω) = U₀/(a+jω). Модуль і фаза спектральної щільності імпульсної перешкоди (мал. 9.2, б, в)

(9.1)

Згідно (9.1), спектр одиночної імпульсної перешкоди має безперервний характер (мал. 9.2, б). На яку би частоту не був настроєний радиотракт, частина спектральних складові перешкоди попадає в його смугу пропущення. Чим менше час дії перешкоди τ_І, тобто чим більше коефіцієнт а, тим спектр більше рівномірний по частоті. У межах смуги пропущення радиотракта спектральну щільність перешкоди можна вважати постійної й рівної S(ω₀₎, де ω₀ — резонансна кутова частота радиотракта.

Квазиимпульсные перешкоди характеризуються тим, що нестаціонарні процеси від окремих імпульсів частково накладаються один на одного.

Флуктуацнонные перешкоди (ФП). Ці перешкоди завжди присутні в реальних радиоустройствах у вигляді теплових шумів і шумів електронних приладів. Сумарна напруга будь-яких перешкод від різних джерел також часто має характер флуктуационной перешкоди. Так, що результирует перешкода при впливі багатьох імпульсних перешкод з перехідними процесами, що перекриваються, є флуктуационным шумом. Флуктуационный характер можуть мати зосереджені перешкоди, коли одночасно працює багато станцій. Деякі промислові установки, а також станції навмисних перешкод можуть служити причинами флуктуационных впливів. Космічні перешкоди, а також багато видів атмосферних перешкод мають флуктуационный характер. Ряд перешкод при проходженні через радіоприймач нормалізуються й здобувають властивості нормальної флуктуационной перешкоди.

Під флуктуационной перешкодою звичайно розуміють безперервний у часі випадковий процес із нормальним розподілом миттєвих

Малюнок 9.1 Малюнок 9.2

значень і нульовим середнім значенням. У багатьох випадках нормальна флуктуационная перешкода має рівномірний спектр у дуже широкій смузі частот. Таку перешкоду називають білим шумом. Однак більшість лінійних радіотехнічних систем є узкополосными. Енергетичний спектр флуктуационной перешкоди на виході узкополосной лінійного ланцюга також узкополосен і визначається формою частотної характеристики системи. У цьому випадку флуктуационную перешкоду можна представити у вигляді синусоїдального коливання з випадково й порівняно що повільно змінюються амплітудою U_Пі фазою θ_П.

По характері взаємодії із сигналом перешкоди діляться на аддитивные й мультиплікативні. При аддитивной перешкоді результуюче коливання утвориться при підсумовуванні сигналу й перешкоди. При мультиплікативній перешкоді результуюче коливання утвориться при перемножуванні сигналу й перешкоди.

Висновки. 1. По властивостях перешкоди діляться на зосереджені, імпульсні й флуктуационные. Часовий інтервал між імпульсними перешкодами такий, що перехідні процеси, викликані в приймачі окремими імпульсами, не перекриваються.

2. Флуктуационную перешкоду можна розглядати як послідовність імпульсів, що випливають один за одним так швидко, що перехідні процеси в РПУ від кожного імпульсу перекриваються. Така перешкода є безперервним у часі випадковим процесом.

3. Аддитивная перешкода підсумується із сигналом, мультиплікативна — перемножується.

9.2 Поняття про завадостійкості РПУ

Здатність приймача забезпечувати прийом повідомлень в умовах дії перешкод називається завадостійкістю. Якщо передається повідомлення и_с(t), то через дію перешкод на виході приймача відтворюється напруга и_с+п(t)відрізняється від и_с(t). Для оцінки ступеня невідповідності відтвореного приймачем напруги u_с+п(t) переданому повідомленню и_с(t)уводиться поняття вірності прийому, що є кількісною мірою завадостійкості. Якщо повідомлення аналогове, то помилка при прийомі повідомлення, обумовлена тільки дією перешкод, ∆Х=и_с+п(t) — u_c(t), де ∆Х — функція часу. Відомо, що, як правило, середнє значення цієї помилки дорівнює нулю. Тому використають середньоквадратичне значення помилки ∆Х= = Вірність прийому повідомлення залежить як від виду перешкод, так і від виду прийнятого повідомлення. Якщо повідомлення дискретні (наприклад, сигнали телеграфного зв'язку), то вірність їхнього прийому оцінюється ймовірністю правильного прийому Р_пр= lim (N_прав /N) при N→ або ймовірністю помилкового прийому Р_ош = 1 — Р_пр = lim (N_ош /N) при N→ , де N — загальне число переданих посилок; N_прав, N_ош— число правильно й помилково прийнятих посилок. Максимально можлива вірність прийому при заданих умовах визначає потенційну завадостійкість прийому повідомлень. Теорія потенційної завадостійкості розроблена вітчизняним ученим В. А. Котельниковим. Потенційна завадостійкість показує, до якої межі можна поліпшувати завадостійкість приймача; реалізувати завадостійкість вище потенційної неможливо, тому що є перешкоди, від яких при прийомі не можна звільнитися повністю (флуктуационные перешкоди). Кількісно завадостійкість звичайно оцінюють рівнем перешкоди при заданому рівні сигналу в антені (або навпаки), при якому повідомлення відтворюється з необхідною вірністю.

Завадостійкість виготовленого приймача називається реальної. Реальна завадостійкість завжди гірше потенційної. Це пов'язане з тим, що звичайно не вдається створити в приймачі каскади з ідеальними характеристиками й нешумливі каскади з постійними в часі характеристиками. Тому можна розробити схему приймача з потенційною завадостійкістю, однак після її реалізації завадостійкість цього РПУ завжди менше потенційної.

Висновки. 1. Завадостійкість приймача характеризує його здатність забезпечити прийом повідомлення в умовах дії перешкод.

2. У приймачі з максимально можливою вірністю прийнятого повідомлення при заданих умовах прийому реалізується потенційна завадостійкість. Завадостійкість реального приймача завжди гірше потенційної.

9.3 Методи боротьби з перешкодами в РПУ

Методи боротьби з перешкодами засновані на використанні розходжень характеристик сигналу й перешкод. Розходження в частотних спектрах (див. мал. 1.5) дозволяє відокремити сигнал від перешкод за допомогою частотно-селективних ланцюгів. Частотна селекція забезпечує придушення внеполосной перешкоди. Якщо перешкода має широкий у порівнянні із сигналом спектр, що накладає на спектр сигналу, то частотна селекція, не придушуючи повністю перешкоду, дозволяє істотно неї послабити. Розходження у фазах сигналу й перешкоди використається в пристроях придушення перешкод, що реагують на фазу коливань. Фазова селекція здійснюється, наприклад, у синхронному амплітудному детекторі. Розходження в амплітудах сигналу й перешкод лежить в основі методу боротьби з перешкодами за допомогою пристроїв, що володіють амплітудної селективностью. Більшість нелінійних пристроїв (ПЕКЛО, ЧД, АТ і т.д.) мають здатність змінювати відношення сигнал/перешкода. Розходження в напрямках приходу сигналу й перешкоди використається в пристроях, що володіють просторової селективностью. Цей спосіб боротьби з перешкодами реалізується за допомогою спрямованих антен. Найбільший ефект у боротьбі з перешкодами дають методи, що використають одночасно кілька розходжень у характеристиках сигналу й перешкод.

Висновки. 1. Методи боротьби з перешкодами засновані на використанні розходжень у характеристиках сигналу й перешкод.

2. Найбільше поширення знайшли частотної, фазової, амплітудна й просторова селекції.

9.4 Дія зосереджених перешкод на приймач

Лінійний радиотракт.Якщо амплітуди сигналу й перешкод малі, то радиотракт РПУ працює практично в лінійному режимі. При цьому від внеполосной зосередженої перешкоди можна позбутися повністю за допомогою частотно-селективних ланцюгів. Якщо на вході приймача (див. мал. 1.5) діє сигнал на частоті f₂ і перешкоди на частотах f₁, f₃ й f₄, то при ідеальної АЧХ радиотракта перешкоди повністю придушуються. Для внутриполосных перешкод із частковим або повним перекриттям спектрів для придушення перешкод необхідно використати пристрої з амплітудної й фазової селективностью. Припустимо, що в радиотракте діє сумарна напруга сигналу й перешкоди u=U_ccos (ω_ct + φ_c) + (U_П cos (ω_сt+φ_c);сигнал і перешкода мають ту саму частоту ω_с і різні фази φ_cй φ_П.Для відділення сигналу від перешкоди застосовують синхронний детектор (СД) (див. § 6.1). Оскільки СД — лінійна система, до нього застосуємо принцип суперпозиції, що дозволяє розглядати детектирование сигналу й перешкоди роздільно. Згідно (6.2), напруга U_выхна виході СД від сигналу U_{вых з}=0,5S₁U_cR_нcos (φ_г—φ_с), а від перешкоди U_{вых П} = 0,5S₁ U_ПR_нcos (φ_г—φ_П).Якщо φ_г=φ_с, те U_{вых з}= max; якщо φ_П = φ_г ± 90°, то U_{вых П} = 0і перешкода повністю придушується.

Нелинейный радиотракт.Корисний сигнал часто приймається на тлі однієї або декількох значних за рівнем внеполосных перешкод. При цьому виникає ряд небажаних нелінійних ефектів (НЭ), що знижують завадостійкість прийому.

Нелінійні ефекти при посиленні сигналу в присутності перешкоди. Розглянемо найпростіший випадок, коли на вході РПУ діють два гармонійних коливання, одне йз яких и_с — корисний сигнал, інше и_П — перешкода. Тоді

(9.2)

Підставивши (9.2) у вираження (3.49), що описує аппроксимированную ΒΑΧ УЭ, і зробивши тригонометричні перетворення, можна показати, що вихідний струм УЭ містить крім складових із частотами ω_с й ω_П і частотами гармонік 2ω_с,3ω_с, ..., 2ω_П, 3ω_П складові з комбінаційними частотами |kω_c±mω_П|. Число комбінаційних складових різко зростає зі збільшенням числа перешкод на вході РПУ. Амплітуда вхідного струму із частотою сигналу ω_c, на яку настроєний резонансний контур підсилювача,

(9.3)

Згідно (9.3), амплітуда струму I_m1 залежить від амплітуди напруги перешкоди U_П;цей нелінійний ефект називається блокуванням. Блокування проявляється в тім, що амплітуда напруги сигналу на виході приймача при S"<0 (що звичайно має місце) починає зменшуватися при збільшенні напруги перешкоди на вході приймача; при цьому приймач як би блокується перешкодою.

Наявність комбінаційних складових у вихідному струмі визначає нелінійний ефект, називаний интермодуляцией. Через интермодуляции дві перешкоди, частоти яких перебувають поза смугою пропущення РПУ, можуть створити складову із частотою, що попадає в результуючу смугу пропущення приймача. При амплитудно-модулированной перешкоді U_П = F (t) струм I_m1, згідно (9.3), змінюється за законом зміни U_П²(t); корисний сигнал виявляється промодулированным повідомленням, переданим станцією, що заважає. Цей ефект називається перехресною модуляцією, він визначається нелінійністю ΒΑΧ третього ступеня.

Способи підвищення лінійності радиотракта. Ці способи можна умовно підрозділити на дві групи. До першого ставляться способи, що забезпечують зменшення рівня сигналів, що заважають, на вході нелінійного підсилювача за допомогою высокоселективных фільтрів; до другого - способи, що підвищують лінійність самого підсилювача. Для цього необхідно правильно вибирати режим роботи транзистора, використати в підсилювачі для поліпшення його лінійності потужні біполярні й польові транзистори, установлювати оптимальні з погляду мінімізації НЭ опору джерела сигналу й навантаження, використати компенсацію НЭ в многокаскадном підсилювачі.

Ефективним способом зниження НЭ є введення в підсилювач ланцюга ОС. Припустимо, що в підсилювача без ОС ДО= 1000; U_c= 1 мв, а при введенні в підсилювач ОС Кіс = 10. Оскільки Кіс = ДО/(1 +βΚ), те коефіцієнт передачі по напрузі ланцюга ОС β = 0,099. При цьому на вході УЭ в підсилювачі з ОС амплітуда сигналу дорівнює 0,01 мв, тобто відбувається зменшення напруги на вході УЭ в 100 разів. Тому що рівень НЭ другого й третього порядків залежить від и_вх² й и_вх³, то рівень НЭ другого порядку зменшується в підсилювачі з ОС в 10⁴ разів, а рівень НЭ третього порядку — в 10⁶ разів.

Нелинейность підсилювача на малопотужних біполярних транзисторах залежить від нелінійності опору переходу база— эмиттер. Так кахнапруги в ланцюгах бази й колектора зрушені на 180° відносно один одного, то при включенні одного або декількох діодів у ланцюг колектора досягається компенсація НЭ, особливо ефективна для зменшення НЭ третього порядку. Компенсація НЭ здійснюється в підсилювачах на польових транзисторах з динамічним навантаженням.

Для зменшення НЭ можна сформувати другий додатковий канал посилення, що аналізує й виділяє перекручування основного каналу посилення з наступною компенсацією їх на виході основного підсилювача. На мал. 9.3 зображена структурна схема підсилювача з подачею сигналу вперед. Сигнал з напругою U подається на вхід головного каналу посилення (ланцюг А), через нелінійність якого вхідний сигнал спотворюється. Нелінійність головного каналу можна врахувати за допомогою коефіцієнта d, що характеризує рівень складової вихідної напруги d, обумовлений перекручуваннями сигналу. Коефіцієнт передачі ідеального підсилювача позначений через К. Вихідний сигнал KU+d послабляється ланцюгом С у К раз, після чого віднімається із вхідного сигналу в ланцюзі ЦВ, при цьому залишкова напруга дорівнює — d/K. Залишкова напруга підсилюється додатковим підсилювачем ланцюга В у (K + d) раз, у результаті на його виході виходить напруга — Ud-Ud²/K.Далі ця напруга в ланцюзі підсумовування ЦС підсумується з напругою на виході головного каналу; у результаті напруга на виході підсилювача з подачею сигналу вперед становить UK—d²U/K, тобто рівень перекрученої складової дорівнює d²U/K. Таким чином, перекручування сигналу зменшилися в d/K раз.

Малюнок 9.3

Тому що d<1, ДО >1, то d/K«1.

При розглянутому способі зменшення НЭ компенсація перекручувань не залежить від коефіцієнта підсилення; підсилювач стійкий; через додатковий канал, що є малопотужним підсилювачем з низьким рівнем шуму, проходять тільки складових перекручувань сигналу; зміна коефіцієнта підсилення незначно; результуюча смуга пропущення практично не міняється; перекручування й коефіцієнт шуму визначаються в основному коефіцієнтом шуму й рівнем перекручувань додаткового каналу; ступінь компенсації НЭ різних порядків однакова. Недоліком цього способу є необхідність забезпечення високої точності виконання умови A=1/C=K.

Висновки. 1. Придушення внеполосных зосереджених перешкод здійснюється шляхом застосування високоефективних селективних ланцюгів і підсилювачів з підвищеною лінійністю.

2. При дії сигналу в присутності перешкод у нелінійному радиотракте виникають нелінійні ефекти: блокування, интермодуляция, перехресна модуляція.

3. Основні способи підвищення лінійності підсилювача: правильний вибір режиму роботи УЭ й оптимальних значень опорів джерела сигналу й навантаження, застосування коригувальних нелінійних ланцюгів і динамічних навантажень, введення ООС, використання для компенсації НЭ додаткових каналів у підсилювачах.

9.5 Дія імпульсних перешкод на приймач

Дія ИП на радиотракт. Думаємо імпульсну перешкоду аддитивной, а радиотракт — лінійним, що дозволяє розглядати дію сигналу й ИП роздільно. Припустимо, що радиотракт складається з послідовно включених одноконтурних резонансних підсилювачів. При впливі ИП на коливальний контур першого каскаду (мал. 9.4, а) спочатку відбувається заряд його конденсатора. Після припинення дії ИП конденсатор починає розряджатися, у результаті чого в першому контурі виникає загасаючий коливальний процес й₁(мал. 9.4, б) з кутовою частотою ω₀, на яку настроєний контур. Чим вище добротність контуру, тобто чим уже його смуга пропущення, тим повільніше загасає коливання й₁. До другого каскаду радиотракта прикладено не імпульсна напруга, а напруга й₁. При цьому в контурі другого каскаду виникає перехідний процес; форма огибающей напруги й₂на його виході несиметрична (мал. 9.4, в). На вході третього каскаду в момент дії ИП й₂ = 0, Форма напруги ИП и_рт на виході радиотракта, що складається з N каскадів, показана на мал. 9.4, м. Тому що з розширенням смуги пропущення радиотракта проходить на його вихід більше складових спектра ИП, те U_max ВЧ-импульса прямо пропорційно його смузі пропущення.

Выводы. 1. При дії на вході радиотракта ИП на його виході виникає високочастотний імпульс, що діє після припинення ИП. Це порозумівається тим, що радиотракт є енергоємною системою, що при дії ИП спочатку запасає енергію, а потім віддає її.

2. Частота заповнення Вч-импульса на виході радиотракта дорівнює його резонансній частоті, форма огибающей такого імпульсу залежить від виду резонансних ланцюгів у радиотракте.

3. Тривалість τ ВЧ-импульса на виході радиотракта обернено пропорційна, а максимальне значення U_max імпульсу прямо пропорційно смузі пропущення радиотракта.

Способи придушення ИП. Використають чотири способи придушення ИП: 1) частотна селекція; 2) амплітудна селекція; 3) амплітудно-частотна селекція; 4) частотно-фазова селекція.

Частотна селекція заснована на тім, що спектр сигналу обмежений, а спектр ИП нескінченний. Чим уже смуга пропущення радиотракта, тим менше максимальне значення U_max ИП, однак тривалість τ перешкоди при цьому зростає.

Малюнок 9.4

Амплітудна селекція заснована на використанні в радиотракте приймача обмежника. Звичайно ИП у багато разів вище рівня сигналу (мал. 9.7, а). Її можна частково придушити в обмежнику; форма ИП після обмеження показана на мал. 9.7, б. При амплітудній селекції площа ИП зменшується, однак ИП за рівнем залишається рівної сигналу.

Амплітудно-частотна селекція реалізується в ланцюзі зі структурою (мал. 9.6) ШОУ (широкополосный фільтр зі смугою 2Δf₁ — обмежник — узкополосный фільтр зі смугою 2Δf₂). Припустимо, що на вході широкополосного фільтра діють імпульсний сигнал й ИП (напруга й₁ на мал. 9.5, а; напруга й₂ на його виході показане на мал. 9.5, б). Після обмежника ИП має рівень, дорівнює рівню сигналу (напруга й₃ на мал. 9.5, в). Узкополосный фільтр працює як інтегратор, ИП на його виході не встигає нарости до свого максимального значення, тому її рівень стає менше рівня сигналу. Якщо поставити ще один обмежник

Малюнок 9.5 Малюнок 9.6

Малюнок 9.7

по мінімуму, то від ИП можна позбутися повністю (мал. 9.5, г).

У системі ШОУ частотна селекція для боротьби з ИП здійснюється фільтром, амплітудна — обмежником. Ніж ширше смуга 2∆f₁, тим менше тривалість ИП на виході обмежника й тем сильніше придушується ИП в узкополосном фільтрі. Однак при широкополосном вході на обмежник можуть потрапити перешкоди від сторонніх станцій і через нелінійність обмежника викликати перекручування сигналу. Крім системи ШОУ для боротьби з ИП можна використати систему ШПУ (широкополосный фільтр Ш — переривник Π — узкополосный фільтр В). Переривник (мал. 9.8) забезпечує розмикання ланцюга на час дії перешкоди; для керування

Малюнок 9.8 Малюнок 9.9

Малюнок 9.10

переривником створюється ланцюг керування, що складає із селектора перешкоди СП і пристрою керування ключем КК.

Частотно-фазова селекція реалізується в компенсаційних системах, у яких для боротьби з ИП крім основного каналу створюється додатковий канал компенсації. На виході основного каналу (мал. 9.9) діють сигнал і перешкода, на виході каналу перешкоди (каналу компенсації) штучно відтвориться перешкода, що у ланцюзі вирахування ВУ компенсує перешкоду на виході основного каналу. Спектр ИП (див. мал. 9.2, б) значно ширше спектра сигналу, спектральна щільність S і фаза φ ИП у результуючій смузі пропущення радиотракта верб прилягаючих до неї смугах частот (наприклад, на частоті ω_i; мал. 9.2, б) практично однакові. Це дає можливість по оцінці S_i й φ_i на кутовій частоті ω_i відтворити спектр і фазу ИП у смузі пропущення РПУ. Компенсацію перешкод можна здійснювати до детектирования й після нього.

9.6 Дія флуктуационных перешкод на приймач

Проходження ФП через каскади РПУ.Оскільки флуктуационная перешкода — випадковий процес, її властивості й методи аналізу впливу на каскади приймача базуються на положеннях і закономірностях теорії випадкових процесів. Інтенсивність ФП оцінюється спектральною щільністю S_вх=U_вх² /df, де U_вх² — квадрат ефективної напруги шуму в одиничній смузі df.

Способи ослаблення ФП. Тому що фази складових спектра ФП випадкові, а спектр практично нескінченний, то частина спектра ФП завжди накладається на спектр сигналу й принципово не може бути від нього відділена. Отже, ФП у РПУ повністю придушити неможливо.

Частотна селекція. Така селекція ФП здійснюється в радиотракте приймача за допомогою фільтрів. Ширина спектра сигналу обмежена, а спектр ФП на вході радиотракта практично нескінченний (мал. 9.15). Радиотракт пропускає складового спектра сигналу й ті складові спектра ФП, які попадають у його смугу пропущення; при цьому ФП послабляється. Можна вибрати таку форму АЧХ радиотракта, при якій ослаблення ФП буде максимальним. Припустимо, що на вхід РПУ надходить дискретний сигнал, спектр якого показаний на мал. 9.16. Для максимального ослаблення ФП у радиотракте реалізується оптимальний фільтр, що має АЧХ, комплексно^-комплексно^-сполучену зі спектром сигналу (мал. 9.16). Такий оптимальний фільтр із гребенчатой формою АЧХ, придушуючи складового спектра ФП у проміжках між складовими сигналу, дозволяє в граничних умовах виявити дискретний сигнал на тлі ФП. Однак реалізація на практиці оптимального фільтра викличе певні труднощі, тому, як правило, у радиотракте за допомогою простих фільтрів здійснюють квазиоптимальную фільтрацію. Квазиоптимальный фільтр забезпечує на своєму виході максимальне відношення сигналу до перешкоди (див. § 11.2). Подальше ослаблення ФП досягається за допомогою кореляційного виділення сигналу.

10. РАДІОПРИЙМАЧІ БЕЗПЕРЕРВНИХ СИГНАЛІВ

10.1 Область застосування й види приймачів

Радіоприймачі Ам-сигналов із двома бічними смугами застосовують в основному для прийому програм радіомовлення в діапазонах довгих, середніх і коротких хвиль; вони мають обмежене використання в системах телефонного радіозв'язку, як правило, з однополосной модуляцією. Радіоприймачі Чм-сигналов використають в Укв-діапазоні для прийому програм звукового й телевізійного віщання, а також для організації службового зв'язку в системах наземного, космічного, супутникового, радіорелейного й тропосферного зв'язку.