3 страница. де dэкв — еквівалентне загасання контуру одного каскаду

(3.52)

де d_экв — еквівалентне загасання контуру одного каскаду. Звичайно результуюча смуга пропущення Π усього n-каскадного підсилювача буває заданої. Позначимо величину 1/γ_nна границях смуги пропущення через σ. Ця величина характеризує припустиму нерівномірність коефіцієнта підсилення підсилювача в заданій смузі пропущення. Для заданих Π і σвідносно роз лагоджене y= Π/f₀ й, згідно (3.52),

Для забезпечення необхідної смуги пропущення всього підсилювача кожен контур повинен мати загасання:

Із цього вираження треба, що зі збільшенням числа каскадів принезмінній смузі пропущення необхідно збільшувати d_экв контурів. У транзисторних багатокаскадних підсилювачах збільшення d_экв контуру можна досягти, збільшуючи коефіцієнти включення т₁ і т₂, оскільки транзистори мають низькі вхідні й вихідні опори. У підсилювачах на польових транзисторах, що володіють більшими значеннями опорів R_вх й R_вых, збільшення т₁ і т₂ може виявитися недостатнім для необхідного підвищення d_экв. Тому в них паралельно резонансним контурам включають шунтувальні резистори.

Загальний коефіцієнт підсилення (у децибелах) багатокаскадного підсилювача росте не пропорційно збільшенню числа каскадів. Це пов'язане з тим, що зі збільшенням числа каскадів при постійній результуючій смузі пропущення підсилювача доводиться збільшувати d_экв контурів, що приводить до зменшення коефіцієнта підсилення кожного каскаду.

Малюнок 3.3

Для розширення смуги пропущення багатокаскадного підсилювача з одноконтурними каскадами без збільшення d_эквконтурів застосовують їх взаємну розлагодженість. Якщо в підсилювачі із двох каскадів контур одного каскаду з коефіцієнтом підсилення ДО₁ розбудовується щодо середньої частоти f₀ смуги пропущення підсилювача в одну сторону, а контур іншого з коефіцієнтом підсилення ДО₂ в іншу, то результуюча АЧХ підсилювача ближче до прямокутного, чим АЧХ підсилювача з настроєними контурами. Це ілюструють АЧХ мал. 3.3. Однак настроювання таких підсилювачів значно складніше.

Висновки. 1. При незмінній смузі пропущення багатокаскадного підсилювача збільшення числа його каскадів вимагає збільшення еквівалентного загасання контурів. Це приводить до зменшення коефіцієнтів підсилення окремих каскадів, а загальний коефіцієнт підсилення багатокаскадного підсилювача (у децибелах) росте не пропорційно збільшенню числа каскадів. 2. Для розширення смуги пропущення багатокаскадного підсилювача при збільшенні числа каскадів без збільшення еквівалентного загасання контурів можна застосувати їх взаємну розлагодженість.

3.3 Область застосування резонансних підсилювачів у радіоприймачах

Підсилювачі радіочастоти. Як правило, УРЧ - це резонансні одноконтурні підсилювачі з фіксованим або змінним настроюванням. Однак у ряді випадків УРЧ може виконуватися у вигляді аперіодичного підсилювача, схема якого аналогічна схемі каскадів попереднього посилення УЗЧ. Приклади найпоширеніших схем УРЧ на біполярних транзисторах, що відрізняються видами ланцюгів зв'язку контуру з УЭ й з наступним каскадом, показані на мал. 3.2. Для підвищення селективності приймача як навантаження УРЧ можна використати двоконтурний смуговий фільтр.

Перебудову УРЧ у робочому діапазоні частот здійснюють, змінюючи один з реактивних параметрів контуру (L_к або C_к) (див. § 8.4). Схеми що перебудовують УРЧ відрізняються від підсилювачів з фіксованим настроюванням тільки наявністю в контурі змінної реактивності.

Малюнок 3.4

У якості УЭ найбільше широко в УРЧ використаються біполярні й польові транзистори, для приймачів СВЧ поряд із транзисторами застосовуються лампи хвилі, що біжить, лампи маякового типу й т.д. Високі вимоги до лінійності радіо тракту РПУ при малому коефіцієнті шуму обумовили широке застосування в УРЧ польових транзисторів. Приклад схеми одноконтурного резонансного УРЧ на польовому транзисторі із двома ізольованими затворами показаний на мал. 3.4. Як елементи настроювання тут використаються варикапи, для підвищення лінійності УРЧ обрана їхня зустрічно-послідовна схема включення. У цій схемі відсутні парні гармоніки струмів, а непарні гармоніки послабляються. На мал. 3.4 позначено: С_под —підлаштувальні конденсатори; С_доб — додатковий конденсатор, необхідний для забезпечення необхідного діапазону перебудови частоти УРЧ. Ланцюг зв'язку УЭ з контуром в УРЧ трансформаторна, другий затвор польового транзистора може використатися для подачі напруги автоматичного регулювання посилення.

Малюнок 3.5

Фільтри зосередженої селекція.Знаходять застосування наступні види ФСС: на дискретних LC-елементах, електромеханічні, кварцові й пьєзокерамічні.

Фільтри на дискретних LC-елементах складаються з ряду коливальних контурів, зв'язок між якими може бути індуктивної (див. мал. 3.20) або ємнісної. На мал. 3.6 наведена схема УПЧ із ФСС, що складається із трьох двоконтурних ланок, погоджених по хвильовому опорі, з ємнісним зв'язком між контурами. Зв'язок ФСС із УЭ й наступним каскадом трансформаторна, можливий варіант схеми з автотрансформаторним зв'язком. Ступінь зв'язку із ФСС вибирають, виходячи з узгодження вихідного опору УЭ й вхідного опору наступного каскаду із хвильовим опором ФСС. Для ослаблення магнітних зв'язків між котушками їх звичайно поміщають в екран. Зовнішні контури L₁C₁ й L₄C₄ є напівланками ФСС.

Розвиток мікроелектроніки привело до значних досягнень у розробці селективних ланцюгів, таких, як ФСС із використанням механічного резонансу й активних фільтрів без котушок. ДО ФСС із використанням механічного резонансу ставляться електромеханічні, кварцові й

Малюнок 3.6

пьєзокерамічні фільтри. Достоїнствами цих ФСС є малі розміри й висока стабільність показників. Принцип дії цих ФСС складається в перетворенні електричних коливань у механічні, потім у передачі цих механічних коливань у резонансну систему й у зворотному перетворенні коливань вихідного резонатора в електричні. Як резонансна система можуть використатися механічні резонатори, кварцові й керамічні пластини.

Електромеханічні фільтри з механічними резонаторами (мал. 3.7) перетворять електричні коливання в механічні й, навпаки, за допомогою магнітнострикційних електромеханічних перетворювачів П1 і П2. На мал. 3.7 позначено: МР — механічні резонатори (металеві диски), З — пружні зв'язки між резонаторами. Кожен перетворювач складається з котушки індуктивності L₁ (L₂) з магнітострикційними стрижнем МС. При протіканні через котушку L₁ струму високої частоти в магнітнострикційні стрижні виникають при наявності постійного магніту Мlпоздовжні механічні коливання із частотою сигналу, які викликають коливання в механічних резонаторах. Ці коливання через пружні зв'язки передаються до останнього резонатора й у перетворювачі П2 перетворяться у вихідну напругу. Коливний резонатор по своїх властивостях еквівалентний коливальному LC-контуру з дуже високою добротністю, пружні зв'язки еквівалентні ємності С_св.

Як приклад приведемо дані фільтра ЭМПФ-5-465-6 на частоту 465 кГц: смуга пропущення на рівні 3 дБ — 5,6...6,4 кГц, вибірковість по сусідньому каналі — 56 дБ, R_вх=10 кому, R_вых=1кому, загасання в смузі пропущення — 8,5 дБ. Схема УПЧ із електромеханічним фільтром (ЭМФ) показана на мал. 3.8.

Кварцеві фільтри на відміну від електромеханічних не містять спеціальних електромеханічних перетворювачів, оскільки ці перетворення відбуваються безпосередньо у кварцовому резонаторі. Резонатор являє собою пластину, вирізану із кристала кварцу й поміщену між двома металевими електродами. Кварцові

Малюнок 3.7

пластини мають п'єзоелектричний ефект: при деформації пластини на її поверхні з'являються електричні заряди (прямій п'єзоелектричний ефект), при дії електричного поля в пластині виникають механічні деформації (зворотний п'єзоелектричний ефект). Характер деформації пластини залежить від полярності прикладеної напруги;

Малюнок 3.8

якщо напруга змінне, то в пластині виникають механічні (пружні) коливання. Таким чином, кварцова пластина перетворить підведене до неї електричне коливання в механічне, і навпаки.

Кварцова пластина, як усяке пружне тіло, має резонансну частоту механічних коливань, що залежить від її розмірів. Чим менше розміри кварцової пластини, тим вище резонансна частота механічних коливань. Отже, можна підібрати такі розміри кварцової пластини, щоб її резонансна частота механічних коливань була близька частоті змінної напруги, що прикладає до пластини.

Включений в електричний ланцюг резонатор для електричних коливань являє собою звичайну резонансну систему, тобто має властивості коливального контуру.

Параметри такого контуру відрізняються від параметрів LC-kohтура: по-перше, у такому контурі зовнішні впливи мало впливають на резонансну частоту; по-друге, контур має дуже високу добротність (порядку 10⁴—10^б). Нагадаємо, що добротність LC-koh-тура звичайно не вище 200—300. Електричний еквівалент кварцового резонатора (мал. 3.9, а) з електродами у вигляді плівки на кварцовій пластині, показаний на мал. 3.9, б, являє собою електричний ланцюг, що має такі ж повні електричні опори, що й кварцовий резонатор на частотах поблизу резонансу.

Малюнок 3.9

Індуктивність L_кв характеризує коливну масу кварцової пластини; ємність С_кв — величину, зворотну пружності пластини; опір r_квураховує втрати на тертя, а також втрати енергії при перетворенні механічних коливань в електричні; З₀ — ємність між висновками кварцового резонатора на частотах, відмінних від резонансної. Еквівалентний опір контуру кварцового резонатора (мал. 3.9, в) Z_экв = r_экв+jX_экв.

Малюнок 3.10

Розробляються й удосконалюються нові типи фільтрів, що базуються на досягненнях акустоелекроніки, мікроелектроніки й ін. Так, у сучасних РПУ досить широко використаються монолітні кварцові фільтри, що представляють собою ґрати з електродів, попарно обложених на поверхні кварцової підкладки. Пари електродів діють як резонатори, а ділянки між ними — як елементи зв'язку. У порівнянні із кварцовими фільтрами з дискретних компонентів монолітні фільтри мають більше високу надійність і дозволяють забезпечити подальшу мініатюризацію РПУ. Їхній діапазон робочих частот 2,5—150 МГц, смуга пропущення 0,001—0,3% від середньої частоти фільтра; стабільність параметрів (1,5—2) 10^-6 в інтервалі температур від — 10 до + 15°С. Однак зі збільшенням верхньої границі діапазону робочих частот ускладнюється завдання узгодження монолітних фільтрів із зовнішніми ланцюгами. Одне з рішень цього завдання - створення у вигляді однієї гібридно-плівкової ИС монолітних кварцових фільтрів з ланцюгами, що погодять, і підсилювачем.

Кварцовий фільтр (мал. 3.10, а) професійного KB РПУ виділяє проміжну частоту 45 Мгц. Фільтр має смугу пропущення 15 кГц на рівні 3 дБ, за межами смуги пропущення загасання становить 50 дБ. Оскільки вхідний і вихідний опори фільтра рівні 7000 Ом, необхідні ланцюги для узгодження з попереднім і наступним каскадами. З урахуванням узгоджений ланцюгів і додаткової екранованих фільтрів забезпечує результуюче позасмужкове загасання близько 70 дБ. Частотна характеристика (мал. 3.10, б) типова для кварцових фільтрів.

4. ПЕРЕТВОРЮВАЧІ ЧАСТОТИ

4.1. Призначення, структурна схема й принцип роботи перетворювачів частоти

Призначення.Перетворювачі частоти (ПРЧ) служать для переносу спектра частот з однієї області в іншу без зміни характеру модуляції. Вони є частиною супергетеродинного приймача (див. § 1.2). У результаті перетворення виходить нове значення частоти f_пр, називаної проміжної. Частота f_пр, може бути як вище, так і нижче частоти сигналу f_с; у першому випадку відбувається перетворення частоти нагору, у другому — униз. Як видно з діаграм напруг на вході й виході ПРЧ (мал. 4.1), при перетворенні частоти закон модуляції и_вх(у даному прикладі — амплітудної) не порушується, а змінюється тільки частота несучого коливання на виході перетворювача. Згідно мал. 4.2, спектр перетвореного коливання змістився по осі частот уліво (для f_пр< f_с);при цьому характер спектра не змінився.

Малюнок 4.1

На мал. 4.2 F — частота коливання, що модулює; fс й fпр - несучі частоти І вх й І пр.

Структурна схема й принцип роботи.Для перетворення частоти в радіоприймачах використаються лінійні ланцюги з періодично мінливими параметрами. Структурна схема перетворення частоти, показана на мал. 4.3, містить перетворювальний елемент ПЭ, гетеродин Г и фільтр Ф. Режим роботи ПЭ періодично в часі міняється під дією напруги гетеродина із частотою гетеродина f_г.

Малюнок 4.2 Малюнок 4.3

У результаті змінюється крутість ΒΑΧперетворювального елемента, що приводить до перетворення сигналу. Покладемо, що до ПЭ зі строго квадратичної ΒΑΧ i₂=f(u) (мал. 4.4) прикладені напруга гетеродина u_гі деяка початкова напруга зсуву Е_см; при цьому й=и_г+Е_см. Під дією напруги гетеродина робоча крапка ПЭ починає періодично змінюватися в часі й, як треба з мал. 4.4, крутість S у робочій крапці також буде періодично мінятися від S' до S". Тому що S=di₂/du, те при квадратичної ΒΑΧ залежність крутості S від напруги й лінійна. Отже, при косинусоїдальній напрузі u_гкрутість S змінюється також по косинусоїдальним законам й містить постійну складову й першу гармоніку. Тоді S (t)= S₀+S₁cos ω_гt, де S₀— постійна складова крутості ПЭ; S₁ — амплітуда першої гармоніки крутості ПЭ.

Малюнок 4.4

Струм на виході ПЭ i₂≈S(t)u_c. Ця формула наближена, оскільки вона не враховує струм опору навантаження. Нехай на вході ПЭ діє сигнал и_с= U_ccos (ω_ct + φ_c), де U_c, φ_c — функції часу. Підставивши у вираження для струму ί₂ значення S(t) і и_с одержимо ί₂ ≈(S₀+S₁cos ω_гt)U_ccos (ω_ct + φ_c). Використовуючи правило перемножування косинусів, запишемо

(4.1)

Згідно (4.1), струм на виході ПЭ містить складові трьох частот: частоти сигналу f_c, сумарної частоти f_г+f_c і різницевої частоти f_г—f_с. Зі складових вихідного струму використають тільки, як правило, складову різницевої частоти (корисна складова):

(4.2)

Фільтр на виході перетворювача частоти виділяє тільки цю складову вихідного струму, тому напруга на виході перетворювача визначається струмом ί_{2 підлога}. Згідно (4.2), амплітуда корисної складової вихідного струму пропорційна амплітуді сигналу U_с,отже, при перетворенні частоти закон зміни амплітуди сигналу (амплітудна модуляція) зберігається. Фаза струму ί_{2 підлога}також відповідає фазі вихідного сигналу φ_с, тобто при перетворенні частоти фазова модуляція зберігається. Амплітуда струму ί_{2 підлога} залежить від амплітуди гармоніки крутості S₁). При U_г= 0, як треба з мал. 4.4, S₁= 0; ί_{2 підлога}= 0 (перетворення по частоті не відбувається). Чим більше U_г, тим більше S₁, а отже, більше амплітуда струму ί_{2 підлога} й амплітуда напруги на виході перетворювача.

В залежності від виду ПЭ ПрЧ підрозділяють на діодні, транзисторні, інтегральні. Залежно від числа ПЭ виділяють наступні види перетворювачів: прості (один ПЭ), балансові (два ПЭ), кільцеві (чотири ПЭ). Якщо f_пр=fc-fг, то положення бічних смуг сигналу щодо несучої частоти після перетворення частоти не змінюється (не інвертований перетворювач частоти). Якщо f_пр=f_г—f_с, то бічні смуги після перетворення міняються місцями, нижня стає верхньої, і навпаки (інвертований перетворювач частоти).

Висновки. 1. При перетворенні частоти закон модуляції вхідної напруги не порушується, а змінюється тільки несуча частота.

2. Для перетворення частоти використаються лінійні ланцюги з періодично мінливими параметрами.

3. Під дією напруги гетеродина періодично в часі міняється режим роботи ПЭ, у результаті чого міняється із частотою f_г крутість ПЭ. При цьому струм на виході ПЭ містить крім складової із частотою сигналу ряд комбінаційних складових, одна з яких із частотою f_пр (звичайно fc-fг або f_г—f_с), виділювана фільтром, створює напруга на виході перетворювача частоти.

4.2 Побічні канали прийому в супергетеродинних приймачах

Частотна характеристика ПРЧ.Під АЧХ перетворювача частоти розуміють залежність його коефіцієнта передачі від частоти вхідного сигналу при фіксованій частоті гетеродина; частота сигналу f_с змінюється в широких межах. Нехай як фільтр перетворювача використається одиночний резонансний контур, настроєний на частоту f_{0 np}(мал. 4.5). Зі зміною f_c при фіксованому значенні f_г проміжна частота f_пр міняється. Графічні залежності f_пр = F(f_c), побудовані згідно (4.13), показані на мал. 4.6, а. При k = 0 f_пр= f_c; при k=1 f_пр= f_г± f_с і т.д.

Малюнок 4.5

Малюнок 4.6

Таким чином, різним значенням f_с відповідають різні значення f_пр, причому значення f_пр залежить від номера гармоніки крутості, на якій відбувається перетворення частоти. Напруга на вихідному контурі перетворювача з'явиться тільки при виконанні умови резонансу, тобто при f_пр = f_{0 ін.} Згідно мал. 4.6, а, умова резонансу виконується не на одній частоті сигналу, а на декількох частотах f_0з=|kf_г+f_0пр|; отже, АЧХ перетворювача має кілька підйомів. Кожному підйому відповідає певна смуга пропущення, через яку на вихід приймача можуть проходити складового спектра сигналу й перешкод. Це дає підставу називати такі смуги пропущення каналами прийому. Кожен канал відповідає своїй частоті сигналу. АЧХ перетворювача показана на мал. 4.6, б, форма АЧХ кожного каналу залежить від виду фільтра ПРЧ. Для одиночного резонансного контуру АЧХ визначається вираженням (3.27).

Знайдемо резонансні коефіцієнти підсилення кожного каналу. Для цього скористаємося формулою (3.26) для резонансного коефіцієнта підсилення по напрузі одноконтурного підсилювача, у яку замість крутості S підставимо крутість перетворення S_пр:ДО₀=m₁m₂S_прR_экв.Еквівалентний опір контуру R_экв=l/(g_ое+m₁²g_inp), де g_ое=1/R_ое — власна провідність резонансного контуру; g_inp=g_i0— вихідна провідність перетворювача частоти. Тому що g_inp не залежить від номера гармоніки крутості k, те R_экв від k також не залежить. Отже, при перетворенні частоти на різних гармоніках крутості значення R_экв, не міняється. Вхідні у формулу для ДО₀ коефіцієнти включення т₁, т₂ від k також не залежать. Істотно міняється залежно від k крутість перетворення S_пр=0,5S_k, де S_k — амплітуда k-й гармоніки крутості. При k=0 S_пр0= S₀; при k=1S_npl = 0,5S₁; при k=2 S_пр2 = 0,5S₂ і т.д. Тому що S₁≤S₀, S₂<S₁,то S_npl<0,5S_пр0, S_пр2 < S_пр1. Отже, значення K₀ у каналі при k = 0 найбільше; значення ДО₀ при k =1 у два або більше рази менше, ніж при k = 0; значення ДО₀ при k = 2менше, ніж значення ДО₀ при k= 1, і т.д.

Висновки. 1. Перетворення частоти в супергетеродинному приймачі приводить до утворення ряду каналів прийому. Із всіх каналів тільки один є корисним, називаний основним. За основний може бути прийнятий будь-який канал, за винятком каналу при k = 0, тому що в ньому не відбувається перетворення частоти.

2. Якщо перетворення частоти простої (k=l), то за основний приймають канал із частотою f₂ або f₃ (див. мал. 4.6, б). Звичайно основним вибирають канал із частотою f₂, інші канали називають побічними (паразитними). Канал, симетричний щодо основного (для каналу із частотою f₂ -це канал із частотою f₃), називають дзеркальним. Канал на частоті f₁=f_0ін називають побічним каналом на проміжній
частоті.

3. Якщо режим по сигналі нелінійний (рівень сигналу настільки великий, що ΒΑΧ ПЭ для сигналу нелінійна), те f_0ін =‌| kf_г+mf_0c|, де т = 0, 1, 2... У лінійному по сигналі режимі роботи перетворювача частоти т=1. Тому що

те при роботі ПРЧ у нелінійному по сигналі режимі число побічних каналів збільшиться.

Селективність до ПРЧ. Вона здійснюється за допомогою селективних ланцюгів у преселекторі приймача. При цьому побічні канали залишаються, однак до перетворювача приймача здійснюється фільтрація перешкод, які можуть потрапити в ці канали. На мал. 4.7, а показані АЧХ вхідного ланцюга й УРЧ преселектора приймача (пунктирна крива), АЧХ перетворювача частоти (суцільні криві), а на мал. 4.7, б — результуюча АЧХ трактів радіочастоти й перетворювача. Згідно мал. 4.7, б, коефіцієнти підсилення в побічних каналах у порівнянні з коефіцієнтом підсилення в основному каналі істотно зменшуються.

Досить просто здійснюється селективність для каналу із частотою f_0ін яка не міняється при перебудові приймача. Якщо селективність по каналі на проміжній частоті, забезпечувана вхідним ланцюгом й УРЧ, недостатня, то на вході РПУ включають фільтр-пробку, настроєний на частоту f_0ін(мал. 4.8). Контур L_фС_ф настроєний на частоту f_0ін, тому опір R_оецього контуру на частотах, близьких f_0ін, великий. Контур L_кC_кнастроєний на частоту сигналу f_с, що відрізняється f_0ін, тому для коливань із частотою f_0ін цей контур сильно розстроєний і його опір мало. Отже, напруга із частотою f_0інбуде падати на верхньому контурі, а на нижньому контурі буде істотно ослаблено.

Вибір режиму роботи ПРЧ. Сформулюємо основне правило вибору режиму роботи перетворювача: зсув на ПЭ

Малюнок 4.7 Малюнок 4.8

і амплітуду гетеродина U_г необхідно вибирати так, щоб посилення ПРЧ по основному каналі було найбільшим, а по побічним — найменшим.

Тому що при перетворенні на першій гармоніці крутості S₁ крутість S_пр = 0,5S₁, то режим перетворювача необхідно вибирати так, щоб перша гармоніка крутості S, була якнайбільше, а інші якнайменше. Помітимо, що посилення ПРЧ по основному й дзеркальному каналах однакове. Якщо ΒΑΧ перетворювального елемента на робочій ділянці квадратична (див. мал. 4.4), зсув на ньому обрано в середині прямолінійної характеристики крутості, а амплітуда гетеродина — з умови використання всього лінійної ділянки, то в ПрЧ залишиться тільки два побічних канали: дзеркальний і на проміжній частоті. При цьому АЧХ перетворювача (див. мал. 4.6, 6) має канали на частотах f₁, f₂ й f₃. Якщо на мал. 4.4 амплітуду гетеродина (7_М збільшити, то перша гармоніка крутості S₁ зростає незначно, однак при цьому сильно збільшиться рівень її гармонік.

Число побічних каналів зменшується при роботі перетворювача в лінійному режимі по корисному сигналі. При цьому амплітуда сигналу не повинна перевищувати деякого припустимого значення, що, наприклад, для транзисторних перетворювачів становить 1-10 мВ.

Висновки. 1. Крім корисної станції ? супергетеродинному приймачі можливий прийом ряду станцій, що заважають, частоти яких попадають у побічні канали. Наявність побічних каналів прийому приводить до появи інтерференційних перешкод, а також до збільшення шумів на виході приймача.

2. Селективні ланцюги в тракті радіочастоти приймача фільтрують перешкоди, що попадають у побічні канали прийому.

3. Для боротьби з побічними каналами режим роботи перетворювача частоти (зсув на ПЭ й амплітуда гетеродина) прагнуть вибирати таким, щоб посилення перетворювача по основному каналі було найбільшим, а по побічним — найменшим. Для зменшення числа побічних каналів забезпечують лінійний режим роботи перетворювача по корисному сигналі.

4. Селективність по побічних каналах, складність побудови гетеродина й інші показники РПУ залежать від правильного вибору проміжної частоти.

4.3 Транзисторні перетворювачі частоти

У транзисторних перетворювачах частоти в якості ПЭ використають біполярний або польовий транзистор. Під дією напруги гетеродина и_гперіодично із частотою гетеродину f_гміняється в часі крутість S транзистора, за рахунок чого відбувається перетворення частоти. За аналогією з підсилювачами, у транзисторних перетворювачах напруга сигналу може подаватися в ланцюг бази (схема з ОЭ) або в ланцюг емітера (схема із ПРО).