УСТРОЙСТВ АНАЛОГОВОЙ ОБРАБОТКИ СИГНАЛОВ 2 страница

Например, для БТ n–p–n-структуры «прямое» напряжение Е_ЭБ – это минус на эмиттере (n^-) и плюс на базе (p⁺), а «обратное» напряжение Е_БК – это минус на базе (p⁺) и плюс на коллекторе (n^-). В активной зоне АЭ работает усилителем или генератором, а в зонах отсечки, насыщения и инверсной – переключателем.

Полевой транзистор выгодно отличается от БТ очень высоким входным сопротивлением (1¾ 10 МОм у ПТ с управляющим p–n переходом и десятки – тысячи гигаом – у транзисторов структуры МДП), малыми собственными шумами, устойчивостью к ионизирующим излучениям и стабильностью. Единственный, но очень существенный недостаток ПТ – малая крутизна S прямой передачи (единицы мСим).

Активная зона полевого транзистора – его состояние с открытым каналом: напряжение |E_СИ| > |E_ЗИ|. В зоне отсечки канал закрыт: у ПТ с управляющим р– n переходом (Рис.24.64 ) и у ПТ структуры МДП со встроенным каналом (см. Рис.24.73,в) рабочее смещение |E_ЗИ|>|E_отс|. У транзистора структуры МДП с индуцированным каналом (Рис.24.73,а) рабочее смещение |E_ЗИ|>|E_пор|. Под влиянием изменения температуры, старения и технологического разброса значений параметров рабочая точка транзисторов дрейфует.

Теперь можно уточнить полное назначение цепей смещения – обеспечение и стабилизация состояния покоя транзистора для нормальной работы в выбранной зоне.

Влияние теплоты на работу транзистора. Оно выражается в воздействии изменения температуры на p–n переходы. Известны три причины нестабильности тока БТ:

¾ обратный ток коллекторного перехода I_КБ.0 (единицы микроампер), который

удваивается у германиевых БТ с увеличением температуры на 10К, а у кремниевых

БТ – на 7К (сотые доли микроампера);

¾ напряжение база – эмиттер, которое уменьшается на величину температурного

коэффициента напряжения DE_БЭ/DT=–2,5мВ/К;

¾ коэф. передачи тока b (или h₂₁), изменяющийся на 0,5%/K; однако важнее

технологический разброс b между экземплярами БТ, достигающий десятков

процентов.

БТ наиболее критичен к первому фактору (I_KБ), допустимое отношение DI_K/I_K<20%.

Полевой транзистор намного стабильнее, некоторые его виды могут работать даже при температуре жидкого азота (76К). Известны три причины нестабильности тока ПТ с управляющим p–n переходом:

¾ увеличение сопротивления полупроводника канала с возрастанием температуры,

некоторое подзапирание p–n перехода и уменьшение тока;

¾ сокращение толщины закрытого p–n перехода с повышением температуры,

расширение канала, уменьшение его сопротивления и увеличение тока;

¾ обратный ток управляющего p–n перехода, который может вызвать увеличение

выходного тока.

Последнюю причину не учитывают при сопротивлении резистора в цепи затвора R3<1МОм (см. Рис.24.72,а). Первые две причины – взаимно обратного действия, поэтому проходная характеристика I_С(E_ЗИ) при изменении температуры вращается вокруг термостабильной точки В на Рис.24.64. Рабочая точка А с координатами [Е_см,I_С] лежит выше точки В, и ток уменьшается при возрастании температуры со «скоростью» 0,6% на один Кельвин. Следовательно, в отличие от БТ, полевой транзистор не имеет значительной тепловой нестабильности, но технологический разброс его параметров (в первую очередь коэффициента b) требует мер стабилизации для компенсации отклонений параметров.

Последствия теплового воздействия на МДП-транзисторы с изолированным затвором – это увеличение сопротивления канала с повышением температуры и уменьшение тока, но в то же время и увеличение количества пар носителей в подложке полупроводника и, значит, рост тока. Поэтому проходная характеристика ПТ МДП-структуры также имеет термостабильную точку смещения.

Генератор малого стабильного напряжения(ГМСН) – стабилизированный источник питания для узлов ИМС, двухполюсник, напряжение на котором Е_ст почти не зависит от тока. Например, диод или прямо смещенный эмиттерный переход БТ с логарифмической ВАХ обладают способностью стабилизировать напряжение Е_ст»0,7В. Для увеличения Е_ст можно применить последовательное включение двух транзисторов в диодном включении. Но чаще применяют ГМСН, показанный на Рис.24.65,а: прямо смещенный диод (транзисторVT1) подсоединяют параллельно p–n переходу «коллектор – база» транзистора VT2, и напряжение Е_ст=Е_БЭ1+Е_БЭ2»1,3В. Транзистор-диод VT1 питаетсямалым током базы транзистора VT2. Резистор R шунтирует его вход, смещает рабочую точку транзистора VT1 с начального участка ВАХ эмиттерного перехода вправо, понижает выходное динамическое сопротивление, приближая ГМСН к идеальному генератору напряжения. Температурный коэф. напряжения для ГМСН на прямо смещенных диодах отрицательный: с ростом температуры напряжение E_ст падает.

Для регулирования E_ст применяют ГМСН, схема которого показана на Рис.24.65,б, - параллельное (относительно общего провода) соединение средней точки резисторов делителя R1R2 и базы VT. Ток I задается генератором стабильного тока (он на рисунке не показан), поэтому опорный ток I1 через резистор R2 и смещение Е_БЭ стабильны. Напряжение E_ст=Е_БЭ(1+R1/R2). Динамическое выходное сопротивление этого ГМСН

R_вых = DU/DI = (R1+R2)/(SR2).

Генератор стабильного тока (ГСТ), отражатель тока, «токовое зеркало», – один из самых важных узлов в составе ИМС и в том числе ОУ. Ток одной, опорной, ненагруженной ветви ГСТ точно воссоздается в другой ветви даже при изменении значений параметров последней и в том числе параметров нагрузки. ГСТ поддерживает неизменным выходной ток в широком интервале температур и при изменении напряжения источника питания. Основные требования к ГСТ – высокое внутреннее сопротивление R_вых и минимальное отклонение выходного тока I от опорного I1 (Рис.24.66). Это возможно в ИМС с малым разбросом параметров однотипных элементов, их одинаковым тепловым режимом на общей подложке.

Различают ГСТ двух видов: источник тока и токоотвод. Первый выполняют на p–n–p БТ или на p-канальних ПТ; транзистор эмиттирующим электродом подключают к «плюсу» источника питания, а элемент связи (см. ст.24.24) – к «минусу» источника питания. Токоотвод компонуют на n–p–n БТ или на n-канальних ПТ; транзистор эмиттирующим электродом подключают к «минусу» источника питания, а элемент связи – к «плюсу» источника питания. Токоотводы имеют более высокие показатели благодаря лучшим параметрам n–p–n БТ и n-канальних ПТ, поэтому именно их преимущественно формируют в ИМС. Для обеспечения высокого значения R_вых ГСТ всегда подключают к элементу связи коллектором (или стоком).

Простейший ГСТ с резисторным делителем R1R2 (Рис.24.66,а), как и остальные, – это транзистор с ОБ, так как управляющий ток втекает в эмиттер. Этот ГСТ имеет сравнительно небольшое выходное сопротивление даже при R_Э®¥ благодаря ненулевой внутренней ОС (h_12Б). Поэтому применяют ГСТ с резисторным смещением на двух БТ (Рис.24.66,б). Принцип его действия такой: опорное напряжение

Е_оп = Е_БЭ1+I_Э1R1 = E_БЭ2+I_Э2R2.

Пренебрегая малым током I_Б2, имеем I_Э1=I₁, I_Э2=I. Если R1=R2, а транзисторы VT1, VT2 идентичны, то I=I₁, то есть выходной управляемый ток нагрузки ГСТ повторяет, «отражает» (как пишут в технической литературе США) опорный ток I₁. Отношение тока ГСТ к опорному I/I₁=R1/R2 можно варьировать в десятки раз с точностью до 10 % независимо от температуры. Резисторы R1, R2 являются элементами последовательной Z-ООС для стабилизации выходного тока путем увеличения динамического выходного сопротивления

R_вых = (h_11Б+R2) / (h_22БR2+D_Б),

где слагаемое D_Б= h_11Бh_22Б-h_12Бh_21Б. Обычно R_вых>>1МОм для типовых ИМС.

ГСТ с диодным смещением на двух (Рис.24.66,в) и трех (Рис.24.66,г) транзисторах имеют повышенную термостабильность. Принцип стабилизации в ГСТ на Рис.24.66,в, такой же, как в каскаде на Рис.24.70,в: напряжение Е_БЭ диода-транзистора VT1 стабилизирует ток БТ VT2. Динамическое выходное сопротивление ГСТ на Рис.24.66,в

R_вых = 1 / (2h_22Б+h_12Б/h_11Б) < 1МОм

благодаря отсутствию резистора в цепи эмиттера, тем не менее термостабильность выше, чем у ГСТ на Рис.24.66,а, и достигает 5%. В ГСТ на Рис.24.66,гопорный ток I₁ стабилизирован глубокой ООС, которая увеличивает R_вых: ток I_Б2 вначале вычитается из опорного тока I₁, а потом снова входит в базу транзистора VT1 опорной (левой, по схеме) цепи. Отношение

I/I₁= (I+I_Б1–2I_Б2+I_Б3)/I₁< 0,5%

при h₂₁>100 и разбросе параметров элементов до 20%.

Простота двухполюсного ГСТ на полевом транзисторе (Рис.24.66,д) – преимущество перед ГСТ на БТ, показанных ан Рис.24.66,б–г. Напряжение Е_ЗИ=Е_RИ возрастает при случайном увеличении тока истока, становится более отрицательным на затворе и прикрывает канал n-канального ПТ, как на Рис.24.72,а. Двухполюсные ГСТ могут создаваться также и на транзисторах МДП-структуры, с индуцированным или со встроенным каналами.

Недвухполюсный ГСТ (Рис.24.66,е) на МДП-ПТ с каналом встроенным обедненным (E_ЗИ<0 на Рис.24.73,в) и ОУ DА стабилизирует ток I: на неинверсном входе ОУ DА действует напряжение, которое снимается с резистора R, а на инверсном – напряжение стабилитрона VD.

Желаемое предельно большое динамическое выходное сопротивление обеспечивают многоярусные ГСТ-токоотводы с полной нейтрализацией внутренней ОС (h_12Б®0), составленные из нескольких ГСТ с диодным смещением, показанных на Рис.24.66,в. Петля ООС охватывает все транзисторы, сопротивление R_вых»1/h_22Б. В ИМС с большой площадью эмиттеров уменьшена также и выходная проводимость h_22Б. Эти ГСТ ослабляют синфазные помехи и нежелательные входные токи смещения ОУ [7].

Источники питания транзистора. Для обеспечения нужного режима работы (см. ст.24.24) на транзистор подают два постоянных напряжения (Рис.24.67,а): между эмиттером и базой БТ (смещение Е_ЭБ) и между базой и коллектором (Е_КБ). В усилительном каскаде (см. ст.24.7) источник питания E_п включают параллельно (Рис.24.67,б) или последовательно (Рис.24.67,в) с транзистором VT и с нагрузкой Z_н. Во втором случае через Z_н проходит как постоянная, так и переменная составляющая, пульсирующий выходной ток, а в первом случае их пути разные: постоянная составляющая не идет через Z_н, а переменная не идет через источник питания из-за большого сопротивления дросселя w_minL_др>>Z_н даже на НЧ. Требования к источнику и цепям питания: обеспечение заданных полярности и уровня напряжения; сохранение положения точки покоя в заданных пределах при действии дестабилизирующих факторов (см. выше, ст.24.18).

Нестабилизированные цепи питания биполярных транзисторов.Смещение фиксированным током базы (Рис.24.68) – самое простое: напряжение Е_п>>Е_БЭ приложено к резистору R_Б, ток базы I_Б фиксирован большим сопротивлением R_Б. В общем случае коэф. нестабильности

k_н = ΔI_К/ΔI_КБ.0 = [(R_Б+R_Э)(1+h₂₁)] / [R_Б+R_Э(1+ h₂₁)],

где ΔI_К – приращение тока коллектора, ΔI_КБ.0 – вызвавшее его (ΔI_К) изменение обратного тока коллекторного перехода. В этой цепи R_Э=0, коэф. k_н=1+h₂₁=1+b, цепь чувствительна к изменениям I_KБ.0 (первая причина нестабильности – см. выше). Рабочая точка приемлемо стабильна при малом токе I_KБ (кремниевые БТ). Вследствие зависимости коэффициента k_н от b сопротивление резистора R_Б ≈ E_п/I_Б определяют индивидуально с учетом паспортного тока базы I_Б для каждого экземпляра БТ.

Смещение фиксированным напряжением E_БЭ создают делителем R1R2 (Рис.24.69) с током I_дел=(Е_п–I_БR1)/(R1+R2) и получают при условии I_дел>>I_Б смещение

E_БЭ = I_делR2 = E_пR2/(R1+R2).

Чем больше ток I_дел, тем меньше смещение зависит от изменения параметров БТ, но каскад становится неэкономичным. Оба вида нестабилизированного питания БТ – фиксированными I_Б и E_БЭ – не ликвидируют отклонений режима БТ от заданного при изменении напряжения источника питания. Отсюда и вытекают требования к источникам питания (см. предыдущую ст. и гл. 30).

Cтабилизированные цепи питания биполярных транзисторовизвестны с термокомпенсацией и с ООС по цепям питания. В первых используют компенсационные элементы: терморезисторы (термисторы R_t–, позисторы R_t+), редко – стабилитроны и стабисторы (см. ст. 29.9), из-за значительного уровня их шумов. В качестве R_t–вместо R2 (см. Рис.24.69) включают элементы с отрицательным температурным коэффициентом сопротивления: ТКС=–∆R/∆T. C возрастанием температуры уменьшаются: сопротивление R_t–; смещение Е_БЭ; токи I_Б, I_K, обусловленные влиянием R_t–, что компенсирует увеличение I_K от обратного тока I_KБ коллекторного перехода и от параметра b. Так компенсируют все три вида нестабильности транзистора. Если в цепь вместо резистора R1 включить еще и позистор R_t+ с положительным ТКС, то смещение Е_БЭ уменьшится дополнительно, даст более глубокую компенсацию. Но возможна и перекомпенсация (чрезмерное уменьшение тока I_Э при малом росте температуры).

Вместо термистора R_t– часто включают прямо смещенный диод VD2 с отрицательным температурным коэффициентом напряжения: ТКН=-∆E/∆T=-2мВ/К, а иногда вместо позистора R_t+ – диод VD1, смещенный в обратном направлении, с положительным ТКН=+∆E/∆T=+3мВ/К. В ИМС широко используют также диодное включение транзистора в качестве цепи с отрицательным ТКН=-2¾ 3 мВ/К p–n перехода (Рис.24.70,а). С целью увеличения опорного напряжения Е_опсоединяют последовательно несколько (n)БТ в диодном включении, тогда Е_оп=nЕ_БЭ.

В умножителе опорного напряжения Е_БЭ с параллельной ООС (Рис.24.70,б) имеем на выходе

Е_оп = Е_БЭ(1+R2/R3),

а отрицательный ТКН=–∆E_БЭ(1+R2/R3)/∆T. Изменением отношения R2/R3 достигают нужных значений E_оп и ТКН.

В ИМС часто применяют диодно-транзисторные структуры (Рис.24.70,в): VT1 – в диодном включении (с отрицательным ТКН), а VT2 – стабилизируемый. В мощных каскадах (см. ст. 24.9) с большим уровнем сигнала диоды вследствие нелинейности ВАХ заметно увеличивают коэф. гармоник сигнала с сообщением. В этом случае вместо диодов или совместно с ними применяют глубокую ООС по смещению.

Термокомпенсация не устраняет влияния старения, разброса параметров транзисторов, нестабильности источника питания. Поэтому необходимы цепи с ООС по смещению. В общем случаекоэф. стабилизации таких цепей [1]

m = R_Э/R_Б = (1 + h₂₁ – k_н) / [(1 + h₂₁)(k_н – 1)],

где k_н – коэф. нестабильности (см. предыдущую ст.). Стабильность каскада тем выше, чем больше R_Э и чем меньше приведённое сопротивление в цепи базы R_Б=R1║R2 – в разумных границах. Слишком большое R_Э понизит напряжение E_КЭ и нарушит режим питания БТ, а слишком малое R_Б зашунтирует вход каскада.

Коллекторная стабилизация (Рис.24.71,а) целесообразна при невысоких требованиях к стабильности. От цепи смещения фиксированным током базы (см. Рис.24.68) она отличается подключением верхнего (по схеме) вывода резистора R_Б к коллектору БТ, а не к источнику питания, что создает параллельную ООС. При случайном изменении тока I_Э изменяются Е_КЭ (из-за падения напряжения на резисторе R) и ток I_Б, протекающий через резистор R_Б, следовательно, выходной ток I_К стабилизируется. Условие эффективного действия: I_КR³0,5E_п. Для цепи на Рис.24.71,а коэф. m=R/R_Б имеет приемлемое значение при большом сопротивлении резистора R, а это требует значительного напряжения источника питания. Сопротивление

R_Б = (Е_КЭ–Е_БЭ) / (I_K/h₂₁–I_КБ0).

Однако эта ООС понижает входное сопротивление каскада для сигнала (см. ст. 24.15).

Эмиттерная стабилизация (Рис.24.71,б) – простая, удобная, рациональная, самая распространенная, ее действие основывается на последовательной Z-ООС через резистор R_Э. Случайное изменение коллекторного тока вызывает изменение на резисторе R_Э напряжения Е_БЭ, приложенного к p–n переходу с тем знаком, который препятствует изменению выходного тока I_K БТ. Коэф. стабилизации

m = R_Э/R_Б = R_Э/R1+R_Э/R2,

где R_Б=R1║R2 – приведенное сопротивление в цепи базы. Для повышения коэффициента стабилизации увеличивают R_Э, насколько позволяет источник питания (E_RЭ=0,2E_п), и уменьшают R_Б. После определения R_Б вычисляют сопротивления

R1 = R_БE_п/Е_БЭ; R2 = 1/(1/R_Б–1/R1).

Комбинированная стабилизация (Рис.24.71,б) объединяет две предыдущие. Здесь роль коллекторного стабилизатора играет резистор R_ф. Его вклад в полную стабилизацию выходного тока I_K значительно скромнее, чем вклад резистора R_Э, поскольку изменение E_RЭ действует целиком в цепи p–n перехода БТ, а регулирование изменением E_Rф ослабляется делителем в R2/(R1+R2) раз. Коэф. стабилизации

m = R_Э/R_Б = R_Э/R1 + R_Э/R2 + R_ф/R1 + R_ЭR_ф / (R1R2).

Заметим, что резистор R_ф с небольшим сопротивлением служит также элементом фильтра питания R_фС_ф – развязки по питанию между каскадами усилителя. Поэтому расчет номиналов элементов выполняют так же, как для эмиттерной стабилизации, но с меньшим напряжением эквивалентного источника E_экв=Е_п–I_KR_ф.

Такие цепи с ООС применяют в маломощных усилителях, в которых постоянная составляющая выходного тока не зависит от уровня сигнала.­

Стабилизированные цепи питания полевых транзисторов,несмотря на разнообразие конструкций ПТ, по виду схем мало отличаются от цепей питания БТ. С подачей обратного напряжения E_ЗИ на ПТ с управляющим p–n переходом становится возможной модуляция удельной проводимости канала, управление выходным током стока с помощью входного сигнала. Для ПТ с p-каналом подают положительное, а для ПТ с n-каналом – отрицательное смещение на затвор относительно истока. В ПТ МДП-структуры пространственный заряд полупроводника управляется входным напряжением через диэлектрик. Обычно чаще других применяют МДП-транзисторы с индуцированным «p»и (или) со встроенным «n» каналами. Первые не проводят тока при Е_ЗИ=0; поэтому для создания p-канала на затвор подают отрицательное, а для n-канала – положительное смещение относительно истока. Вторые проводят ток при положительных, нулевых и отрицательных смещениях относительно истока. Независимо от структуры ПТ для его нормальной работы с n-каналом сток подключают к «плюсу», а с р-каналом – к «минусу» источника питания относительно общего провода.

Для стабилизации тока стока I_С применяют способы, известные для БТ, основной из них – применение ООС по цепям смещения. В цепи автоматического смещения с истоковой стабилизацией (Рис.24.72,а) ток I_И создает смещение E_ЗИ на резисторе R_И с «минусом» на затворе (через резистор R_З). Случайное изменение тока истока I_И вызывает изменение напряжения E_ЗИ=I_ИR_И с таким знаком, который препятствует изменению выходного тока I_С ПТ: «утолщает» р–n-переход, «сужает» канал и уменьшает ток I_С при росте температуры. Глубину ООС изменяют резистором R_И; если значение E_Rи превысит нужное отрицательное смещение, то для его частичной компенсации на затвор подают положительное относительно истока напряжение E_кмп (Рис.24.72,б) с делителя R1R2. При комбинированной стабилизации (Рис.24.72,в) действуют две ООС по смещению – параллельная (RR1) и последовательная (R_И). В отличие от БТ стоковую (без последовательной истоковой) стабилизацию ПТ с управляющим p–n-переходом реализовать невозможно, поскольку без резистора R_И нет и смещения.

В МДП-структурах с индуцированным каналом смещение Е_см должно превышать порог запирания Е_пор (Рис.24.73,а). Рабочее открывающее смещение подают на затвор с делителя R1R2 в той же полярности, что и от источника питания – на сток (Рис.24.73,б). Резистор R1 подключают к источнику питания непосредственно или через резистор R –для достижения комбинированной стабилизации совместно с резистором R_И. Ток I_С транзистора МДП-структуры с встроенным каналом без смещения мал, линейность ВАХ недостаточна (Рис.24.73,в). Для увеличения крутизны S в рабочей точке А на затвор, например, n-канального ПТ с делителя R1R2 подают положительное смещение так же, как и на Рис.24.73,б. Оно обогащает канал, увеличивает выходной ток, крутизну прямой передачи сигнала и линейность ВАХ. Применяют также истоковую (резистор R_И) и стоковую (резистор R) цепи стабилизации.

«Тóковое зеркало»– см. Генератор стабильного тока.

24.17. ОпЕРАЦИОНный УСИЛИТЕЛЬ – активный элемент современных РЭС, сложный многокаскадный УПТ с симметричным входом, очень большим усилением и несимметричным выходом. Предназначен для работы с разнообразными цепями внешних ОС, которыми определяются выполняемые ОУ технические задачи. Термин операционный усилитель (1947 г., США) – от первичного применения: он означал тогда выполнение математических операций с континуальным сигналом в аналоговых ЭВМ. Чтобы упростить получение нулевых (начальных) значений выходных напряжений, питание ОУ осуществляют от биполярного источника питания (+Е_п/–Е_п), а его среднюю точку заземляют. Для машинного анализа РЭС операционный усилитель представляют макромоделями – упрощенными принципиальными схемами. Простая малосигнальная линейная модель ОУ (Рис.24.55) содержит три блока: а – входного сопротивления; б – имитации первого полюса АЧХ w_в=1/(RC), а также входного тока I₁=U_вх.д/R; в – выходных тока и сопротивления I₂=K_дU_вх/R_вых (обозначения – см. ниже). На электрических принципиальных схемах ОУ обозначают треугольником или прямоугольником. Слева сверху – инвертирующий (инверсный) вход, отмеченный кружком, слева снизу – неинвертирующий (неинверсный) вход; справа – выход; остальные выводы размещают произвольно.

Малосигнальные параметры ОУ. Отметим важнейшие из двадцати известных. Коэф. передачи дифференциального (синонимы: разностного, противофазного, контрфазного, двухфазного, парафазного, т. е.симметричного относительно общего провода) входного напряжения K_д=U_вых/U_вх.д определяют при номинальном сопротивлении нагрузки R_н.ном или при R_н®¥. Порядок значений K_д – от 10³ до 10⁷.

Коэф. подавления синфазных помех k_п.с.п=K_д/K_сф, как и в дифференциальном каскаде (см. ст. 24.23), составляет 60¾ 120 дБ. Этот параметр определяет потенциальную помехоустойчивость ОУ.

Допустимое напряжение U_{вх.сф.max} – такое его значение, при котором коэф. k_п.с.п на 6 дБ меньше паспортного.

Входное полное сопротивление для дифференциального сигнала – R_вх.д║C_вх.д – полное сопротивление между инверсным и неинверсным входами ОУ (см. Рис.24.55,а) – в пределах от 10³ до 10⁷ Ом.

Входное сопротивление для синфазного входного сигнала R_вх.сф=0,5R_вх.сф1 – сопротивление между перемкнутыми между собойвходами ОУ (инверсным и неинверсным) и общим проводом (см. Рис.24.55,а). Сопротивления R_вх.сф1 имеют порядок десятков мегаом.