КАСКАД С ОБЩей базой / Затвором

Включение транзистора с общим управляющим электродомне инвертирует на выходе фазу (полярность) входного сигнала, каскад с ОБ или ОЗ (Рис.24.19) дает значительное усиление напряжения, имеет большое выходное и очень малое входное сопротивления, самые лучшие частотные свойства (f_гр на два порядка выше чем у транзистора с ОБ или ОИ) и устойчивость (см. ст. 17.29), малые нелинейные искажения, но самые малые коэффициенты передачи мощности K_P и тока БТ(K_i<1). Все показатели отражают свойства глубокой внутренней параллельно-последовательной ООС этого включения транзистора (см. Рис.24.19,б, а также ст.24.15). Они ярче проявляются при большом сопротивлении источника сигнала Z_г®¥ и при низкоомной нагрузке R_н®0, так как при этом цепь ООС не закорачивается слева (по схеме) и не разрывается справа.

Каскад на биполярном транзисторе с общей базой имеет следующие показатели. Коэф. передачи напряжения K=U_КБ/U_ЭБ изменяется в пределах 0<K<1+|m|, как в схеме с ОЭ (см. формулу ранее) и имеет те же значения. Коэф. передачи тока при R_н®0

K_i.max= |h_21Б| = h₂₁ / (1+h₂₁) = a <1.

Коэф. усиления мощности K_Р =KK_i меньше, чем в схеме с ОЭ, поскольку K_i<1. Входное сопротивление

R_вх = U_ЭБ /I_Э = U_ЭБ /(I_Б+I_K).

При R_н®0 имеем

R_вх = h₁₁/(1+h₂₁) = h_11Б << h₁₁,

так как h₂₁>>1. На НЧ при R_н®0 сопротивление R_вх мало, а на ВЧ, из-за уменьшения h₂₁ (Рис.24.18,а) и глубины параллельной по входу ООС, входное сопротивление возрастает при увеличении частоты от f_s до f_h21+f_гр (см. Рис.24.18,б), следовательно, зависимость R_вх (f) носит индуктивный характер.

Выходное сопротивление

Z_вых = (1+h₂₁R_г/h₁₁) / h₂₂ = (1+Y₂₁R_г)/Y₂₂.

Сквозной коэф. передачи

K_e = U_KБ/e_г= Y₂₁R_н / [1+(Y₁₁+Y₂₁)Z_г] = h₂₁R_н / [h₁₁+(1+h₂₁)Z_г]

меньше, чем в схеме с ОЭ, а при Z_г =R_н коэф. К_e <1 вследствие очень малого входного сопротивления. Отрицательная ОС при благоприятном для нее значении Z_г>>Z_вх(f) способствует постоянству характеристики К_e(f) на ВЧ: частота f_в=f_гр=h₂₁(f)×f_h21 значительно выше, чем в схеме с ОЭ, что является важным преимуществом каскада с ОБ. Повышенная устойчивость против самовозбуждения обусловлена шунтированием проходной емкости С₁₂=С_КБ малым входным сопротивлением R_вх< r_Б¢Э+r_Б¢, поэтому схема с ОБ эквивалентна минимально-фазовой цепи с отрицательным «нулем» (см. ст. 23.11) передаточной функции (см. ст.23.8).

Нелинейность характеристик каскада с ОБ при высокоомном источнике (Z_г>>R_вх) меньше, чем в схеме с ОЭ, благодаря эффективному действию глубокой ООС, а при Z_г®0 нелинейность такая же, как у схемы с ОЭ, поскольку ООС не действует (см. Рис.24.18,в).

Для удобства анализа каскад (Рис.24.19,а)представляют в виде параллельно-последовательного соединения каскада К(ω)с ОЭ(ОИ) и «пустого»перекрещенного четырехполюсника β(ω), показанных на Рис.24.19,б. Как видно из рисунка, почти весь выходной ток проходит через входные клеммы, поэтому входное сопротивление мало, а коэф. усиления тока меньше единицы. Отрицательный знак ОС определяется узлом Б, из которого в усилитель К(ω) поступает лишь часть тока генератора: I_Б=I_Э–I_K, а остальной ток I_K потребляет цепь ОС. Выходное напряжение U_КБ.вых равно сумме напряжений: усиленного U_КЭ и входного U_вх; последнее полностью передается со входа на выход через цепь β. С учетом действия ООС (что отмечено шрифтовым выделением) коэф. передачи

К = (U_КЭ+U_вх)/U_вх = (1+K)→K,

следовательно, усиление напряжения каскадами с ОБ (или ОЗ) почти такое же, как каскадами с ОЭ (или ОИ). Базу (или затвор) заземляют через конденсатор С_бл (см. Рис.24.37); управляющий ток входит в эмиттер, фазы входных и выходных сигналов совпадают при активнойнагрузке R_н. Низкое входное сопротивление делает бессмысленным последовательное включение двух и более каскадов с ОБ (или с ОЗ), так как коэф. передачи напряжения первого же каскада будет меньше единицы. Благодаря высокой линейности выходных характеристик (вследствие большого выходного сопротивления и стабилизации тока) каскад с ОБ применяют в мощных усилителях (см. ст. 24.9).

Поскольку для сигнала входными клеммами каскадов с ОБ (или ОЗ) и с ОЭ (или ОИ) являются одни и те же электроды, а разница выходных напряжений для этих включений очень мала (равна U_вх, см. Рис.24.19,б), то правомерно считать, что подробный анализ каскада с ОЭ (и с ОИ), выполненный ниже, в ст. 24.12, приемлем и для каскада с ОБ (и с ОЗ), но с учетом таких четырех замечаний.

Во-первых, частотно-зависимые составляющие фазовых сдвигов на НЧ и на ВЧ – φ_н, φ_в, φ_вs – для каскадов с ОБ(ОЗ) и с ОЭ(ОИ) совпадают, однако их отсчитывают от нулевого значения φ₀=0 на средней частоте ω₀, а не от Δφ₀ =– π, в отличие от каскада с ОЭ (ОИ), так как RC-каскад с ОБ (ОЗ) на частоте ω₀ повторяет фазу входного сигнала благодаря подаче сигнала в эмиттер (исток), а не сдвигает ее на π, как в каскаде с ОЭ и с ОИ (см. Рис.24.49,в).

Во-вторых, нормированная АЧХ сквозной передачи каскада с ОБ y=K_e(f)/K_e.0 имеет подъем на ВЧ благодаря индуктивному характеру зависимости Z_вх(f) при R_н→0 (см. Рис.24.18,б). Поэтому верхняя частота полосы пропускания каскада повышается (f_вОБ>f_вОЭ) и можно использовать более дешевый БТ, с меньшей граничной частотой f_h (см. Рис.24.18,а), чем для каскада с ОЭ.

В-третьих, сквозная ПХ каскада с ОБ для случая Z_г>>Z_вх имеет время установления импульса , где τ_в=С_нR_экв.ВЧ – высокочастотная постоянная времени нагрузочной цепи каскада с ОЭ (см. ст. 24.12), τ_α=1/(2πf_α) – постоянная времени, f_α – частота полюса функции α(f)=h_21Б(f)<1. Напомним, что α – коэф. передачи тока каскада с ОБ, см. ст.24.3.

В-четвертых, входная емкость каскада с ОБ (или ОЗ) мало влияет на АЧХ и другие характеристики этого каскада, поскольку она зашунтирована малым активным входным сопротивлением.

Свойства включения транзисторов с ОБ и с ОЗ – см. ст. 24.3.

Каскад на полевом транзисторе с общим затвором имеет следующие показатели. Как и БТ с ОБ, этот каскад усиливает напряжение: K=U_CЗ/U_ИЗ=SR_н, - но не способен усиливать ток: K_i=I_С/I_И<1. Входное сопротивление

R_вх = U_ИЗ/I_И » U_ИЗ/I_С » 1/S,

так как у ПТ I_С »I_И. Частота полюса характеристики Z_вх(f)

f_p.вх = S / [2p(С₁₁-С₁₂+С_м)],

где С_м - паразитная емкость монтажа. Выходное сопротивление

R_вых = (1+SR_г)r_CИ.

Полюс характеристики Z_вых(f) находят по формулам для схем с ОИ; влияние емкостей С₂₂, С₁₂, С_н такое же, как и у схемы с ОИ. Сквозной коэф. передачи

K_e = U_CЗ/e_г = SR_н(1+SR_г).

Частота полюса зависимости К_e(f)

f_в = (1+SR_г) / [2p(С₁₁-С₁₂+С_м))Z_г].

При Z_г>>1 уменьшаются нелинейные искажения, поскольку при этом, как и в схеме с ОБ, эффективно действует ООС а-типа.

24.11. КАСКАД С ОБЩиМ коллектором / Стоком –эмиттерный либо истоковый повторитель (см. ст. 24.3 и Рис.24.20,а), которые для удобства анализа представляют в виде последовательно-параллельного соединения каскада K(ω)с ОЭ (или ОИ) и «пустого»перекрещенного четырехполюсника β(ω), показанного на Рис.24.20,б. Почти всё выходное напряжение U_ЭК приложено в противофазе ко входу транзистора последовательно с напряжением U_БЭ=U_БK–U_ЭК, а управляющее входное напряжение U_БЭ – это только часть напряжения источника сигнала e_г. Поэтому ОС – отрицательная, входное сопротивление – большое, коэф. передачи напряжения меньше единицы. Вид схемы выходной цепи повторителей такой же, как у каскада с ОЭ (или ОИ): последовательно включены источник питания, транзистор и резистор нагрузки, поэтому уровень переменного выходного напряжения не может превышать половины напряжения источника питания.

Включение транзистора с общим управляемым электродом (коллектором, стоком)не инвертирует на выходе фазу (полярность) входного сигнала, уровень выходного сигнала близок к уровню входного, откуда и происходит его название – повторитель. Он имеет высокое входное, очень низкое выходное сопротивления, откуда другое его название – трансформатор сопротивлений. Транзистор с ОК (Рис.24.20) характеризуется значительным усилением тока и мощности, обеспечивает протяженную плоскую АЧХ благодаря стабилизации выходного напряжения, так как R_вых®0 (верхняя граничная частота f_в на порядок выше, чем в схеме с ОЭ), обладает высокой устойчивостью (если емкость обратной передачи С₁₂=С_КБ¢ зашунтирована малым внутренним сопротивлением генератора Z_г), имеет хорошую линейность характеристик, поэтому вносит малые нелинейные искажения сигнала. Однако у БТ с ОК самый малый коэф. передачи напряжения, К<1. Все показатели отражают свойства глубокой внутренней последовательно-параллельной ООС этого способа включения транзистора (см. Рис.24.20,б, а также ст.24.15). Они ярче проявляются при малом сопротивлении источника сигнала Z_г®0 и высокоомной нагрузке R_н®¥, так как при этом цепь ООС не разорвана слева (по схеме) и не закорочена справа.

Каскад на биполярном транзисторе с общим коллектором имеет такие показатели. Коэф. передачи напряжения менее 0 дБ:

К = U_ЭК/U_БК = U_ЭK / (U_БЭ+U_ЭK) = (Y₁₁+Y₂₁)R_н / [1+(Y₁₁+Y₂₁)R_н] < 1.

Сквозной коэф. передачи в системе h-параметров

K_e = U_ЭК/e_г = (1+h₂₁)R_н / [Z_г+h₁₁+(1+h₂₁)R_н].

Если Z_г®0, то K_e=K.

Коэф. передачи тока большой:

K_i = I_Э/I_Б = (I_K+I_Б)/I_Б >> 1;

максимальным он оказывается при низкоомной нагрузке, R_н®0:

K_i®K_i.max= |h_21K| = 1+h₂₁.

Коэф. усиления мощности K_P=KK_i. Сравнение с другими схемами включения показывает, что, поскольку K®1, а K_i>>1, каскад с ОК по усилению мощности занимает промежуточное положение:

K_P.ОЭ > K_P.ОК > K_P.ОБ.

При благоприятных для ООС условиях (Z_г®0 и 1/R_н®0) каскад с ОК усиливает сигналы в полосе частот до f_в®f_гр. Верхняя граничная частота зависит от трудно учитываемых факторов [6, 7].

Входное сопротивление на НЧ при высокоомной нагрузке каскада R_н>>1/S

R_вх = U_БК/I_Б = (U_БЭ+U_KЭ) / I_Б = h₁₁ + (1+h₂₁)R_н

значительно больше, чем у БТ с ОЭ. Комплексное сопротивление Z_вх(f) с возрастанием частоты уменьшается от R_вх на НЧ до r_Б¢ на ВЧ (см. Рис.24.17,в). Тем не менее, на самых низких и на очень высоких частотах входное сопротивление БТ с ОК - активное. Выходное сопротивление мало, но нежелательно возрастает вместе с R_г источника сигнала:

R_вых = (U_БЭ+R_гI_Б) /I_Э = (R_г+h₁₁)/(1+h₂₁),

поскольку при R_г®¥ уменьшается глубина ООС. График частотной зависимости Z_вых(f) имеет противоположный Z_вх(f) характер: выходное сопротивление возрастает с повышением частоты. Причина емкостного входного и индуктивного выходного характеров сопротивления – уменьшение глубины h-ООС вследствие спада коэффициента прямой передачи БТ h₂₁ с возрастанием частоты (см. Рис.24.18,а). Нелинейность характеристик (в частности, коэф. гармоник k_г) уменьшается при эффективном действии ООС, когда R_г®0 и 1/R_н®0 (см. Рис.24.18,в).

Каскад на полевом транзисторе с общим стоком (ОСт) называют истоковым повторителем. Он имеет входное сопротивление до 10¹² Ом на НЧ и малую входную емкость (относительно ПТ с ОИ). Коэф. передачи напряжения

K = U_ИС/U_ЗС = U_ИС /(U_ЗИ+U_ИС) < 1.

При Z_г<<(R_вх®¥) сквозной коэф. передачи

K_e = K = U_ИС/e_г = SR_н /(1+SRн)

с частотой полюса зависимости K_e (f)

f_в = 1/(2pC_вхR_г).

Входное сопротивление – емкостное, обусловлено не зашунтированной активным сопротивлением (R_вх.ПТ®¥) емкостью

С_вх = С₁₁(1-К) + КС₁₂ + С_м,

где С_м - паразитная емкость монтажа.Выходное сопротивление ПТ на НЧ

R_вых = 1/S = 1/Y₂₁,

характеристика Z_вых(f) имеет полюс на частоте

f_p.вых = S / [2p(С₂₂-С₁₂+С_н)],

где С_н - емкостная составляющая полной нагрузки каскада.

Модели выходной цепи эмиттерного и истокового повторителей для НЧ совпадают. Как дальше показано, имеется постоянная времени τ_н=С_р(R_i+R_н), где R_i – выходное сопротивление (см.Рис.24.49,а). Коэффициент частотных искажениий АЧХ на нижней частоте диапазона ω_н=2πF_н

,

нормированная АЧХ_НЧ

y(F_н) = K₀/K_н

нормированная ФЧХ_НЧ

φ_н=arctg [1/(ω_нτ_н)],

нормированная ПХ_НЧ

h(t)=τ/τ_н,

где τ –длительность импульса.

Следовательно, увеличение τ_н уменьшает все виды линейных искажений.

Модели выходной цепи повторителей на биполярных и на полевых транзисторах для ВЧ не совпадают. Показанная на Рис.24.48 модель для БТ содержит источник сигнала e_вых с внутренним сопротивлением h_11Б, параллельную нагрузочную цепочку R_нС_н и эквивалентную индуктивность L_вых=τ_αr_Б′=τ_sh_11Б. Последняя позволяет учесть возрастание выходного сопротивления повторителя с ростом частоты и, следовательно, уменьшение выходного напряжения U_вых и коэффициента передачи на ВЧ. Постоянная времени эмиттерного повторителя на ВЧ

τ_в = L_вых/(R_н+h_11Б),

частота полюса сквозной АЧХ K_e(f)

f_в = 1/(2πτ_в) = f_s/(1–K_e.0)

значительно выше f_s – предельной частоты по крутизне проходной характеристики БТ, поскольку на средней частоте K_e.0<1, что объясняется глубокой h-ООС (см. ст.24.15). Благодаря резонансным явлениям в последовательном резонансном R_нC_н-контуре возможен выброс АЧХ. Коэф. частотных искажений АЧХ на верхней частоте диапазона ω_в=2πF_в

,

нормированная ФЧХ_ВЧ φ_в=–arcτg(ω_вτ_в), время установления на ПХ_ВЧ τ_уст = 2,2τ_в.

Все искажения уменьшаются с уменьшением постоянной времени τ_в.

Модель выходной цепи повторителя на ПТ для ВЧ совпадает с показанной на Рис.24.49,б моделью каскада с ОЭ для ВЧ. Постоянная времени τ_в=С_нR_эквВЧ (см. ст. 24.12). На ВЧ усиливается влияние емкости C_ЗИ: для повторителя она создает собой прямую проходную проводимость и выполняет пассивную передачу сигнала вперед, на выход (см. также «Частотную коррекцию» ОУ в ст. 24.17). Вследствие влияния емкости C_ЗИ АЧХ спадает не до нуля, а до отношения C_ЗИ/С_н, а ПХ возле своего фронта имеет ступеньку, переходящую в экспоненту.

СОСТАВНОЙ ТРАНЗИСТОР – активный трехполюсник, представляющий собой непосредственное, гальваническое соединение двух – трех транзисторов и резисторов, с целью получения новых значений параметров для частичной компенсации недостатков составляющих элементов. Применяют в дифференциальных каскадах (см. ст. 24.21) для повышения входного сопротивления, в повторителях (см. ст. 24.11), в каскадах снижения уровня (см. ст. 24.23), в промежуточных и выходных каскадах ОУ, в бестрансформаторных усилителях мощности на ИМС. Существует два вида составных транзисторов: соединение одного транзистора с резисторами (VTR-C.т.) и соединение двух транзисторов с резисторами (VT-VT-C.т.).

Эквивалентные параметры VTR-С.т. следующие. Входное сопротивление, коэф. передачи тока и проводимость прямой передачи, соответственно, для схемы Рис.24.21,а, аналогичной схеме каскада с ОК, у которого R_н=R_Э:

h_11экв = h₁₁ + (1+h₂₁)R_Э; h_21экв = h₂₁; Y_21экв = h_21экв /h_11экв.

Изменения параметров объясняются действием последовательно-параллельной h-ООС (см. ст. 24.15).

Те же параметры для схемы Рис.24.21,б, с параллельным резистором R_Б: входное сопротивление и вместе с ним коэф. передачи тока, естественно, уменьшены:

h_11экв = h₁₁R_Б / (h₁₁+R_Б); h_21экв = h_11эквY_21экв,

проводимость прямой передачи не изменяется: Y_21экв =Y₂₁. Частόты полюсов зависимостей f_h21, f_S (см. эту ст., выше) для схем Рис.24.21,а,б повышаются в полтора раза либо не изменяются относительно каскада на БТ с ОЭ.

Для комбинированных схем VTR-C.т. (Рис.24.21,в,г) значения эквивалентных параметров прямой передачи h_21экв и Y_21экв уменьшены относительно схемы БТ с ОЭ; входное сопротивление для схемы Рис.24.21,в,неизменно, а для схемы Рис.24.21,г, увеличено; частόты полюсов f_h21, f_s смещены вверх по частоте. Следовательно, основной смысл применения двух комбинированных С.т. – расширение вверх диапазона частот.

Среди VT-VT-C.т. пара Дарлингтона (Рис.24.22,а)–двойной эмиттерный повторитель с увеличенными входным сопротивлением и усилением тока – широко применяется в современных ОУ. Входное сопротивление БТ VT2 играет ту же роль, что и R_Э на Рис.24.21,а, поэтому и их эквивалентные параметры соответственно подобны. Входное сопротивление, коэффициент обратной и прямой передач, выходная проводимость вычисляются по упрощенным формулам [7]:

h_11экв = h_11.1 + h_21.1h_11.2 ; h_12экв = h_22.1h_11.2; h_21экв = h_21.1(1+h_21.2); h_22экв » h_22.1+h_22.2,

где индексы 1, 2 относятся соответственно к VT1 и VT2. Между эмиттерами транзисторов VT1,VT2 включают резистор R_Э для исключения «голодного» режима питания транзистора VT1 малым током I_Б2, то есть для обеспечения паспортного тока транзистора VT1,с целью повышения усиления сигнала и быстродействия каскада. Несмотря на это, граничная частота f_h21.экв коэффициента передачи тока C.т. всегда меньше меньшей частоты транзисторов пары. В базу транзистора VT2 поступает лишь часть эмиттерного тока транзистора VT1, с коэффициентом деления v = R_Э/(R_Э+h_11.2); поэтому вместо h_21.2будет h_21.2.v=v×h_21.2. Тогда

h_21экв.v = h_21.1(1+ h_21.2.v) = h_21.1(1+v×h_21.2).

Схему, показанную на Рис.24.22,б,называют «парадоксной» парой; она состоит из двух транзисторов разной проводимости. Проводимость С.т. определяет первый (n–р–п) транзистор, а коллектором С.т. служит эмиттер транзистора VT2 (р–n–p). В этом и «парадокс». В отличие от схемы Дарлингтона, которая требует удвоенного входного напряжения, «парадоксная» пара управляется как одиночный транзистор и не потребляет от источника сигнала дополнительной мощности. Резистор R_Kздесь вместо резистора R_Э на Рис.24.22,а. Эквивалентные параметры­:

h_11экв = h_11.1; h_12экв = h_12.1(1+h_12.2); h_21экв = h_21.1(1+h_21.2); h_22экв = h_22.2.

С учетом коэффициента деления v=R_К/(R_К+h_11.2) имеем аналогично схеме Дарлингтона

h_21экв.v = h_21.1(1+v×h_21.2).

Сопротивление шунтов R_Э и R_K – единицы килоом для маломощных транзисторов и сотни ом – для мощных; коэф. деления v»0,5, и усиление тока снижается шунтом менее чем вдвое. Недостаток обеих схем (Дарлингтона и «парадоксной») – увеличенная внутренняя ОС с коэффициентом h_12экв, которая может вызвать неустойчивость усиления.

Пару транзисторов ОЭ–ОБ или ОИ–ОЗ (Рис.24.23,а,б) оригинально называют «каскодной» парой. От пар Дарлингтона и «парадоксной» она выгодно отличается существенным (на порядок) уменьшением внутренней ОС (см. ст. 24.15) при сохранении значений основных показателей каскада – К, Z_вх, Z_вых одиночного транзистора с ОЭ. Слабое влияние емкости C_КБ коллекторного перехода VT2 на верхнюю частоту f_в и устойчивость объясняется нагрузкой первого транзистора с ОЭ низкоомным входом второго транзистора с ОБ и «заземлением» базы VT2.

Эквивалентные параметры «каскодной» пары следующие.

h_11экв = h_11.1; Y_12экв = Y_12.1Y_22.1/Y_21.1; h_21экв = h_21.1h_21.2/(1+h_21.2); Y_21экв =Y_21.1; Y_22экв = Y_12.1;

h_22экв = h_22.2

Входное сопротивление пары определяется первым транзистором, выходное – вторым; проводимость обратной передачи уменьшена в отношение Y_22.1/Y_21.1 раз; коэф. усиления тока определяется первым транзистором. Частота f_в полюса зависимости K_e (f) определяется Z_г и параметрами транзистора VT1, ее находят по формуле для БТ с ОЭ при R_н » R_вх.VT2®0 (второй транзистор с общей базой).

Показатели «каскодного» усилителя на биполярных транзисторах с ОЭ–ОБ (Рис.24.23,а) такие. Входное и выходное сопротивления

R_вх = R_вх.ОЭ =h₁₁║R_Б, R_вых = R_вых.ОБ = R_н║(1/h_22Б),

где символ║означает параллельное соединение элементов. Коэф. усиления напряжения и тока

К = К_ОБ = h_21БR_н / (h_11Б║R_Б), K_i = K_i.ОЭK_i.ОБ » h₂₁.

У «каскодной» пары в селективном каскаде, показанном на Рис.24.37, сопротивление R_Б=R_Б1║R_Б2.

Показатели «каскодного» усилителя на полевых транзисторах с ОИ–ОЗ (Рис.24.23,б) следующие. Входное и выходное сопротивления

R_вх = R_вх.ОИ = R_З, R_вых = R_вых.ОЗ = r_СИ║R_н.

Коэф. передачи напряжения

К = K_ОЗ = (1+m)R_н / [r_СИ+R_н+R_г(1+m)].

Очевидно, что «каскодное» включение транзисторов дает лишь одно, но значительное преимущество в сравнении с одиночным транзистором – малую обратную передачу (Y₁₂) благодаря нулевому потенциалу базы (затвора) транзистора VT2 и, как следствие, – повышенную устойчивость. Поэтому его широко применяют в селективных каскадах с большим усилением (см. ст. 17.29, 17.30).

Составные транзисторы часто применяют в ИМС: схемы 24 вариантов С.т. – см. [7].

Во второй части читайте:

24.8. КАСКАД избирательный (СЕЛЕКТИВнЫЙ)

24.23. УСИЛИТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА (УПТ)

24.9. КАСКАД МОЩНЫЙ выходной

24.13. КАСКАД ПАРАФАЗНЫЙ /фазоинверсный

24.14. КАСКАД широкополосный

24.19. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ

24.24. ЭЛЕКТРОНный УСИЛИТЕЛЬ аналоговых сигналов

Список использованной и рекомендованной литературы

1.Ногин В. Н. Аналоговые электронные устройства. –М.: Радио и связь, 1992. – 304 с. 2. Применения операционных усилителей и линейных ИС/ Пер. с англ./ Л. Фолкенберри. - М .: Мир, 1985. – 572 с. 3. Воллернер Н. Ф. Радиоприемные устройства. – К.: Вища школа, 1993. – 391 с. 4. Головин О. В. Радиоприемные устройства. – М .: Высшая школа, 1987. – 440 с. 5. Справочник по учебному проектированию приемно-усилительных устройств /Под

ред. М.К. Белкина. – К.: Вища школа, 1988. – 472 с. 6. Войшвилло Г. В. Усилительные устройства. – М.: Радио и связь, 1983. – 264 с. 7.Остапенко Г. С. Усилительные устройства. – М.: Радио и связь, 1989. – 400 с. 8. Шкритек П. Справочное руководство по звуковой схемотехнике: Пер. с нем. – М.:

Мир, 1981. – 446 с. 9. Калихман С.Г., Левин Я.М. Радиоприемники на полупроводниковых приборах: