Комментарии к Альбому иллюстраций

Часть вторая:

24.4. Детектор АМ сигналов (Сочинения Ю.Л. Мазора)

24.5. Детектор ФМ сигналов

24.6. Детектор ЧМ сигналов

17.7. ДЕТЕКТОР ПРИЁМНИКОВ СИГНАЛОВ с АМ

17.8. ДЕТЕКТОР ПРИЁМНИКОВ СИГНАЛОВ с ЧМ

24.8. КАСКАД избирательный (СЕЛЕКТИВнЫЙ)

24.23. УСИЛИТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА (УПТ)

24.9. КАСКАД МОЩНЫЙ выходной

24.13. КАСКАД ПАРАФАЗНЫЙ / фазоинверсный

24.14. КАСКАД широкополосный

24.19. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ

24.24. ЭЛЕКТРОНный УСИЛИТЕЛЬ аналоговых сигналов

24.4. ДЕТЕКТОР АМ СИГНАЛОВ —устройство, предназначенное для получения выходного напряжения, повторяющего закон амплитудной модуляции входного сигнала, т.е. выделения содержащегося в сигнале сообщения. Эта операция м. б. реализована либо при использовании цепей с параметрами, которые периодически изменяются (синхронный детектор — см. ст. 17.7), либо с применением нелинейного. элемента. Последнее значительно проще и поэтому детекторы с НЭ получили повсеместное распространение — см. обобщенную структурную схему на рис. 24.24, а. На рис. 24.24, б изображен тонально модулированный входной сигнал u_вх(t) =

U_{вх m}sinwt = U_m0(1+msinWt)sinwt. Вследствие нелинейности АД входной и выходной токи в общем случае являются суммами постоянной и гармонических составляющих:

; (1)

. (2)

Постоянная составляющая выходного тока (2) повторяет закон модуляции входного сигнала I_{вых –} = I_{_0}+I_Wmsin(Wt+y), выделяемый на нагрузке, которая является ФНЧ, т.е.

. (3)

Аналогично может быть выделен и более сложный закон модуляции.

Основное требование к АД — правильность воспроизведения закона модуляции, что определяется формой детекторной характеристики (ДХ) — зависимости выходного напряжения от параметра, несущего информацию - амплитуды входного сигнала U_вых(U_{вх m}) — см. рис. 24.25, а. Нелинейные искажения оценивают с помощью коэф. гармоник k_г = где U_Wm, U_2Wm, U_3Wm — амплитуды гармоник частоты модуляции. Эффективность детектирования определяется коэф. передачи детектора, равным крутизне ДХ:

.

При детектировании немодулированного сигнала K_д = (U_–0/U_m0), при гармонический модуляции K_д = U_Wm/(mU_m0). АЧХ K_д(F) и ФЧХ j(F) амплитудного детектора обусловлены комплексностью нагрузки Z_н. Неравномерность АЧХ достигает наибольшего значения (0,5–2) дБ на верхней частоте модуляции F_max. Поскольку ухо не реагирует на фазовые соотношения, для приемников звуковых программ фазовые соотношения не нормируются. Влияние АД на последний каскад УПЧ учитывают входной проводимостью Y_вх.д = 1/R_вх.д+jwC_вх.д @ 1/R_вх.д = I_{вх m1}/U_{вх m.} На выходе АД существует остаточное напряжение, обусловленное ВЧ компонентами выходного тока (2), которое может перегружать УЗЧ и понижать устойчивость из-за образования ОС по промежуточной частоте. Поэтому задают коэф. фильтрации k_ф..д = U_{вх m}/U_{вых m1} = 50¸100, где U_{вых m1} = I_{вых m1}çZ_нç. При детектировании радиоимпульсов выходное напряжение искажается так, как показано на рис. 24.25, б. Чтобы сохранить информацию о времени прихода или длительности импульса, необходимо обеспечить неравенства t_уст£t_уст.ТЗ, t_сп£t_сп.ТЗ.

Амплитудный детектор диодный — АД, где в качестве НЭ используется диод, чаще всего полупроводниковый. Такие детекторы получили наибольшее распространение как простые и экономичные, которые вносят минимум нелинейных искажений при максимальном динамическом диапазоне. Схема простого амплитудного диодного детектора. последовательного типа изображена на рис. 24.26,а, где R_нC_н — нагрузка детектора, R_вхУЗЧ — входное сопротивление УЗЧ. Для устранения неинформативной (для постоянной составляющей выходного напряжения (3) используют разделительный конденсатор С_р. Тип диода VDвыбирают по наибольшему произведению SR_обр, где S — крутизна ВАХ диода в заданном диапазоне рабочих частот. Для увеличения коэф. передачи детектора необходимо выбрать как можно большее значение R_н, которое ограничивается нормой частотных и нелинейных. искажений. Как правило, в транзисторных приемниках принимают R_н = (2¸5)R_вхУЗЧ. Выбор С_н определяется требованиями к эффективности детектирования (С_н³10С_д) и фильтрации ВЧ напряжения (1/w_ПЧС_н<<R_н, где С_д — емкость диода). При этом учитывают условие отсутствия частотных и нелинейных. искажений, обусловленных инерционностью нагрузки (см. ст. 17.7). Для уменьшения нелинейных искажений, обусловленных влиянием разделительной цепи, которое приводит к различию нагрузок детектора по постоянному и переменному току R_н– = R_н, R_н~ = R_нR_вхУЗЧ/(R_н+R_вхУЗЧ), необходимо уменьшать это различие. Поскольку сопротивление R_вхУЗЧ достаточно мало, выполнение условия R_н~®R_н– задает малое сопротивление R_н, что в свою очередь, уменьшает сопротивление R_вх.д » R_н/2, а это приводит к шунтированию последнего контура УПЧ, не давая возможности развить достаточно большое напряжение U_д. Как следствие возникают нелинейные искажения, обусловленные работой на нелинейном участке детекторной характеристики (см. ст. 17.7). Из-за приведенных причин схема рис. 24.26, а не обеспечивает высокого качества детектирования и применяется в простейших приемниках.

Схема амплитудного детектора диодного последовательного типа с разделенной нагрузкой (рис. 24.26, б) дает возможность избежать указанных выше недостатков благодаря лучшему согласованию АД с низкоомным входом УЗЧ. Поскольку последний шунтирует только часть нагрузки, могут быть увеличены R_н, R_вх.д и уменьшены нелинейные искажения. Цепь R_н1C_н2 улучшает фильтрацию колебаний ПЧ.

Схему амплитудного детектора диодного параллельного типа (рис. 24.26, в) применяют тогда, когда источник сигнала находится под постоянным напряжением или постоянная составляющая выпрямленного тока не должна проходить через контур УПЧ. Схема отличается от предыдущей тем, что источник сигнала, диод и нагрузка включены параллельно. К нагрузке приложено все ВЧ напряжение, для ее фильтрации необходимо дополнительное звено R_фC_ф. Входное сопротивление детектора параллельного типа R_вх.д ниже, чем детектора последовательного типа. Такой детектор используют в схемах АРУ.

В случае работы АД на относительно низкой НсЧ при широкой полосе модулирующих частот возникают трудности разделения спектров сигнала и модуляции. Для их устранения используют амплитудный детектор диодный двухтактный (рис. 24.26, г), в котором диоды работают поочередно. При этом фильтрация ВЧ составляющих улучшается благодаря тому, что частота пульсации удваивается, а нечетные гармоники токов i_д1 и i_д2 компенсируются. Вследствие последовательного соединения диодов значение R_вх.д в четыре раза больше, чем в однотактном АД. Двухтактный АД удваивает коэф. усиления детектора и точнее отображает огибающую сигнала.

Чаще всего А. д .д. используют как совмещенный детектор сигнала и АРУ, типовая схема которого приведена на рис. 17.6, а. Постоянную составляющую выпрямленного напряжения U_–0 (3), которая пропорциональна. уровню входного сигнала, используют как управляющее напряжение для АРУ и оптической индикации настройки. Для устранения НЧ компонентов выходного напряжения в цепь управления вводят ФНЧ R_АРУC_АРУ с большой постоянной времени.

Амплитудный детектор в интегральном исполнении — см. ст. 17.7.

Амплитудный детектор квадратичный — см. ст. 17.7.

Амплитудный детектор приемников импульсных сигналов — см. ст. 17.7.

Амплитудный детектор синхронный — см. ст. 17.7.

Амплитудный детектор транзисторный — амплитудный детектор, НЭ которого является транзистор. В сравнении с диодными такие детекторы позволяют выиграть в коэф. передачи (K_д>1), работают при меньших уровнях входного сигнала и при использовании в схеме совмещенного детектора дают усиленное АРУ. По основным качественным показателям А. д. т. хуже, чем диодные, из-за низких входного и выходного сопротивлений и значительных нелинейных искажений. Они широко используются в ИС, переносных и малогабаритных приемниках. На рис. 24.27 изображена схема распространенного транзисторного коллекторного детектора, совмещенного с детектором АРУ. Схема аналогична схеме усилительного каскада, различие состоит в режиме транзистора по постоянному току, который обеспечивает нелинейность коллекторно-базовой характеристики i_К = j(E_БЭ), и характере нагрузки, работающей как ФНЧ. Емкость блокирующих конденсаторов выбирают, исходя из условия 1/W_minC_Б<<R_Б2, 1/W_minC_Э<<R_Э. Коэф. гармоник коллекторного детектора достигает 5–10 %; для его уменьшения дополнительно используют нелинейность базовой характеристики i_Б = Y(Е_БЭ) – транзисторный коллекторно-базовый детектор. Для этого резистор R_Б2 деблокируют по частотам модуляции 1/w_ПЧС_Б<<R_Б2<<1/W_maxC_Б, вследствие чего на нем выделяются НЧ компоненты базового тока. Поскольку детекторные эффекты в коллекторной и базовой цепях транзистора по своему действию на коллекторный ток противоположны, обратное базовое детектирование уменьшает нелинейные искажения.

Транзисторный эмиттерный детектор применяют, если необходимо уменьшить шунтирующее действие детектора на последний контур УПЧ и обеспечить согласование с низкоомным входом УЗЧ. Схема аналогична схеме рис. 24.27 с той разницей, что коллектор заземлен по НЧ и ВЧ, а выходное напряжение снимают с эмиттерного звена R_ЭC_Э, параметры которого выбирают из условия 1/w_ПЧС_Э<<R_Э<<1/W_maxC_Э. Эмиттерный детектор обеспечивает минимальные для А. д. т. нелинейные искажения и отсутствие перегрузок по входному сигналу. При переходе от коллекторного к коллекторно-базовому и эмиттерному транзисторным детекторам коэф. передачи уменьшается.

Амплитудный детектор шумовых сигналов — см. ст. 17.7.

Детектирование в режиме сильных сигналов — см. ст. 17.7.

Детектирование в режиме слабых сигналов — см. ст. 17.7.

Нелинейныейные искажения при детектировании АМ сигналов — см. ст. 17.7.

24.5. ДЕТЕКТОР ФМ СИГНАЛОВ — устройство, предназначенное для получения выходного напряжения, пропорционального разности фаз сигнала u_вх1 = U_m1cos(w₁t+j₁) и опорного колебания u_вх2 = U_m2cos(w₂t+j₂). ФД применяют в фазометрических устройствах, системах фазовой АПЧ, при детектировании сигналов с ФМ и ФМн, в коррелометрах. ФД — это шестиполюсник (рис. 24.28, а), который имеет два входа и один выход, причем

U_вых = K₀U_m1U_m2cosj, (1)

где j = (w₁-w₂)t+(j₁-j₂). В зависимости от соотношения частот w₁ и w₂ различают два режима: w₁ = w₂, j = j₁-j₂ (фазометрия) и w₁ ¹ w₂, j₁ = j₂, j = (w₁-w₂)t (системы автоподстройки).

Из выражения (1) следует, что ФД, так же как и ПрЧ, является перемножителем. Различие между ними состоит в том, что в ПрЧ выделение выходного сигнала осуществляет ПФ, а в ФД — ФНЧ. Поэтому, для ФД можно использовать все виды ПрЧ, которые рассмотрены в ст. 24.19, при условии замены в выходной цепи ПФ на ФНЧ. По типу перемножителей различают векторомерные ФД, ключевые ФД и ФД на аналоговых перемножителях. Из выражения (1) следует, что выходное напряжение ФД зависит как от фазового сдвига j, так и от амплитуд входных сигналов U_m1 и U_m2, т. е. детектор является амплитудно-фазовым детектором. Для перехода к ФД необходимо, как и в ЧД, применить ограничитель амплитуды (ОА) внешний или внутренний. Структурная схема векторомерного ФД с внешним ОА приведена на рис. 24.28, б, где ПВМ —преобразователь вида модудяции.

Основной характеристикой ФД является зависимость U_вых от разности фаз сигнала и опорного напряжения (рис. 24.28, в). Особенностью детекторной характеристики (ДХ) ФД является ее периодичность. К основному параметру ФД относят крутизну ДХ S_ДХ = и коэф. передачи K_ФД = U_{вых m}/U_m1.

Фазовый детектор с аналоговым перемножителем — ФД, который реализует формулу (1) с помощью перемножителя. Его структурная схема изображена на рис. 24.29, а. Схема аналогична рассмотренной ниже схеме частотно-фазового детектора с аналоговым перемножителем (см. ст. 24.6).

Фазовый детектор векторомерный — ФД, у которого фазовый сдвиг входных сигналов u_вх1 и u_вх2 преобразуется в амплитудную модуляцию ВЧ напряжений (векторов) U_I и U_II, поступающих на АД (рис. 24.29, б, в). По типу преобразователя вида модуляции различают однотактный, балансный и кольцевой ФД, построеные аналогично соответствующим схемам ПрЧ. Схема самого распространенного балансного ФД и его векторная диаграмма показаны на рис. 24.29, б, в. Кольцевой ФД может рассматриваться как соединение двух балансных, которые работают на одну нагрузку.

Фазовый детектор ключевой— ФД, входные сигналы которого коммутируют УПТ, работающие в ключевом режиме. При этом частота и фаза коммутации каждого УПТ совпадают с частотами и фазами u_вх1 и u_вх2 соответственно. Формирование импульсов постоянного тока происходит так, что после их интегрирования выходное напряжение детектора оказывается пропорциональным фазовому сдвигу j.

24.6. ДЕТЕКТОР ЧМ СИГНАЛОВ — устройство, предназначенное для получения выходного напряжения, которое повторяет закон ЧМ входного сигнала (см. ст. 17.8). К основным требованиям, которые предъявляют к ЧД, относят верность воспроизведения закона модуляции, которую оценивают коэф. гармоник k_г = 0,2¸2 %. В первом приближении малый коэф. k_г может быть получен, если зависимость выходного напряжения от несущей частоты немодулированного входного сигнала U_вых(f_н), которая называется статической детекторной характеристикой (СДХ), является линейной в центральной области f₀±Df_{m max} (рис. 24.30, кривая 1, 4), где f_{0 –} частота, соответствующая нулю СДХ, - максимальная девиация частоты входного сигнала. Полоса частот, отвечающая линейному участку СДХ, P_лин » 0,5P_р, где раствор P_р — полоса частот между экстремальными точками СДХ. В нижней части рис. 24.30 представлен закон изменения частоты сигнала при гармонической модуляции с частотой F и точной настройке, когда f_н = f₀. Нелинейность СДХ в пределах максимальной девиации частоты сигнала вносит существенные нелинейные искажения с k_г @ U_3Wm/U_Wm (см. кривую 2 на рис 24.30). Эффективность детектирования определяют крутизной СДХ в линейной. области

Крутизна S_СДХ пропорциональна уровню входного сигнала (см. кривую 3 на рис. 24.30, построенную для U_вх3 = 2U_вх1) – поэтому при снятии СДХ следует обязательно указывать уровень входного сигнала. Для нормированной оценки используют коэф. передачи частотного детектора K_ЧД = U_вых.ст/U_вх =DU_вых0/ U_вх = U_{вых.ст m} / U_{вх =}

₌S_СДХDf_{m ст}/ U_вх, где стандартная девиация частоты входного сигнала Df_{m ст} =

0,3Df_{m mах} (для радиовещания максимальная девиация частоты - 50 кГц), U_вх – эффективное значение входного сигнала.

Подавление АМ входного сигнала оценивают уровнем остаточного выходного напряжения, обусловленного АМ. Зависимость этого напряжения от НсЧ входного АМ сигнала U_выхАМ(f_н) называют характеристикой подавления АМ (ХПАМ, рис. 24.31). При этом в качестве коэф. подавления АМ принимают отношение подавления в наихудшей точке полосы

q_АМ = U_{вых ст}/U_{выхАМmax}

или среднее подавление в полосе 2Df_m:

где U_выхАМi — отсчеты ХПАМ, которые берут через одинаковые частотные интервалы Df_i, n — количество отсчетов, U_{вых ст} — стандартное выходное напряжение ЧМ сигнала.

Для ЧД высококачественных радиовещательных приемников и приемников РРЛ связи малые нелинейные искажения являются основным требованием. Для ЧД, которые применяются в системах АПЧ, главным требованием является высокая крутизна СДХ.

Детектирование ЧМ сигналов выполняют в два этапа: первичное преобразование вида модуляции (ПВМ) к виду, удобному для детектирования, далее — собственно детектирование. Классификационная схема и сравнительный анализ четырех основных групп ЧД (частотно-амплитудные, частотно-фазовые, частотно-импульсные, на базе ФАПЧ) даны в ст. 17.8; свойства ЧМ сигналов, особенности их приема и обработки рассматриваются в ст. 17.19.

Частотный детектор на базе ФАПЧ –частотный детектор, построенный по структуре фазовой АПЧ: на сигнальный вход ФД поступает ЧМ сигнал (f_с ), на опорный — напряжение управляемого гетеродина (f_г); в зависимости от разности их фаз ФД вырабатывает сигнал ошибки, который фильтруется ФНЧ, усиливается УПТ и управляет частотой гетеродина так, чтобы обеспечить равенство f_г = f_с. Это управляющее напряжение и используют как выходной напряжение ЧД ФАПЧ. Для качественной работы ЧД необходимо выполнить два условия: ФД должен работать как неискажающий перемножитель напряжения, а частота управляемого генератора должна изменяться строго пропорционально значению управляющего напряжения. Преимущества такого ЧД: большой коэф. передачи и дополнительная избирательность, недостатки — значительные нелинейные искажения. ЧД ФАПЧ, как правило, реализуют на ИС.

Частотный детектор частотно-амплитудный — частотный детектор, в преобразователе вида модуляции (ПВМ) которого ЧМ преобразуется в АМ с дальнейшим амплитудным детектированием.

ЧД с асимметричной статической детекторной характеристикой (СДХ - см. классификационную схему ст. 17.8) м. б. реализован как ЧД с активным RC-фильтром, ЧД с дифференцированием и ЧД с одиночным расстроенным контуром. Последний по схеме не отличается от АД (см. рис. 24.26, а). При этом НсЧ ЧМ сигнала настраивают на спад резонансной характеристики контура L_кC_к (f_н¹f₀), который и является асимметричной СДХ: при изменении частоты сигнала изменяется амплитуда ВЧ напряжения U_к(f_с), которое поступает на АД. ЧД с одиночным расстроенным контуром — наиболее простая и наименее качественная схема ЧД (k_г достигает 10-20%).

Частотный дискриминатор (ЧДс) — частотно-амплитудный дифференциальный (балансный) частотный детектор с симметричной S-образной СДХ, в ступени амплитудного детектирования которого использовано встречное включение вентилей. По типу ПВМ различают ЧДс с одиночными расстроенными контурами, ЧДс на основе монолитных пьезоэлектрических фильтров, ЧДс со связанными настроенными контурами. Принципиальная схема последнего, как наиболее распространенного, показана на рис. 24.32, а. Преобразование вида модуляции осуществляется в фазосдвигающем трансформаторе ФСТ, который содержит два настроенных контура (f₀₁ = f₀₂ = f₀) и звено выделения опорного напряжения (wL_др >> 1/wC_св).

Выходные напряжения ПВМ формируют как суммы опорного напряжения и напряжения на половинах вторичного контура, фазовый сдвиг между которыми пропорционален частоте входного сигнала:

(1)

Вследствие этого выходные напряжения ПВМ _I и _II изменяются в зависимости от частоты f_c так, как изображено на рис. 24.32, б. АМ детектирование выполняют диоды VD1 и VD2, каждый из которых имеет свою цепь как по ВЧ, так и по постоянному току, т. е. детекторную систему можно рассматривать как два отдельных АД с одинаковыми и постоянными углами отсечки:

U_-1­ = U_Icosq; U_-2­ = U_IIcosq;

Вследствие встречного включения диодов СДХ формируется как разность U_вых=

U_-1-U_-2 и образует S-кривую. ЧДс применяют в профессиональных приемниках в совокупности с ограничителем амплитуды.

Дробный детектор (ДрД) — частотно-амплитудный дифференциальный частотный детектор с симметричной S-образной СДХ, в ступени амплитудного детектирования которого использовано последовательное включение вентилей при большой (относительно периода АМ) постоянной времени нагрузочной цепи. Различают схемы несимметричного и симметричного ДрД, последняя показана на рис. 24.33. ПВМ ДрД отличается от ПВМ ЧДс только тем, что вместо цепи формирования опорного напряжения L_дрC_св использована согласующая катушка L3. Это обусловлено относительно малым сопротивлением нагрузки R_н1+R_н2, что необходимо для эффективного подавления АМ. При этом опорный вектор , синфазный вектору , формируется на катушке L3, связь которой с катушкой L1 близка к стопроцентной, вследствие чего выполняется уравнение (1). Зависимости U_I,II(f_с-f₀) изображены на рис. 24.32, б, откуда следует, что, как и в ЧДс, изменение частоты входного сигнала вызывает изменение амплитуд ВЧ напряжений, которые поступают на детекторную систему. Последняя принципиально отличается от детекторной системы ЧДс тем, что в ДрД каждый диод имеет свою отдельную цепь по ВЧ (VD1 – ABFA, VD2 – CHBC) и одновременно связан общей цепью протекания постоянного тока (ACHNMFA). Поэтому при расстройке частоты входного сигнала , когда U_I ¹ U_II, выпрямленные напряжения, приложенные к вентилям, должны быть неравными, причем неравными таким образом, чтобы обеспечить в обоих диодах протекание одинаковой постоянной составляющей тока I_-1 = I_-2 = I_-. Очевидно, что при этом большему ВЧ напряжению U_I>U_II должно соответствовать большее смещение U_-1 > U_-2, т. е. зависимости выпрямленных напряжений от частоты входного сигнала U_-1(f_с-f₀) и U_-2(f_с-f₀) в основном повторяют зависимости , показанные на рис. 24.32, б. Вследствие изменения точки cъема выходного напряжения U_вых = 0,5(U_-1-U_-2). Из изложенного следует, что СДХ ДрД, как и СДХ ЧДс, имеет характерную S-образную форму.

В отличие от ЧДс ДрД подавляет АМ входного сигнала в полосе частот (см. рис. 24.31). Упрощенное объяснение этого эффекта заключается в том, что при изменении уровня входного сигнала вследствие большой постоянной времени нагрузочной цепи t_и = С_н(R_н1+R_н2) напряжение нагрузки U_- остается постоянным. В тоже время ВЧ напряжения на выходе ФСТ изменяются в соответствии с АМ входного сигнала. Рассмотрим случай возрастания U_вх (АМ “вверх”). При этом напряжения U_I и U_II, приложенные к диодам, возрастают, что обуславливает увеличение тока, протекающего через нагрузку. Это адекватно уменьшению эквивалентного сопротивления R_н.экв = U_-/I_- = const/I_-. Последнее вызывает соответствующее уменьшение входных сопротивлений АД и добротностей контуров, что снижает усилительные свойства схемы и препятствует увеличению выходного напряжения. При уменьшении U_вх имеет место обратная картина. В действительности процесс подавления АМ в ДрД значительно сложнее (см. [5]), что требует применения подстроечных резисторов R_д1 и R_д2, не зашунтированных конденсатором нагрузки С_н.

Частотный детектор частотно-импульсный— частотный детектор счетного типа, выходное напряжение которого является функцией количества импульсов, поступающих на выход в единицу времени. Содержит ограничитель амплитуды, который преобразует ЧМ сигнал в прямоугольные импульсы, которые потом дифференцируются и преобразуются в счетные импульсы одинаковой формы и длительности, количество которых пропорционально частоте входного сигнала. Их подсчет (интегрирование) выполняется при помощи ФНЧ. ЧД ч.-и. обеспечивает малые нелинейные искажения и шумы, хорошо согласуется с интегральной технологией. Его реализация встречает трудности при работе на высоких ПЧ.

Частотный детектор частотно-фазовый— частотный детектор, в преобразователе вида модуляции которого ЧМ сначала преобразуется в ФМ с последующим фазовым детектированием. На рис. 24.34, а показана структура ЧД ч.-ф., выполненного на ИС DA1, где в качестве фазосдвигающей цепи использован контур ФСК, а в качестве ФД — схема совпадения СС. Структура содержит усилитель-ограничитель амплитуды УОА, после которого сигнал U₁ поступает на СС и ФСК; фазочастотная характеристика ФСК показана на рис. 24.34, б. Ток в нагрузке СС протекает только в случае совпадения полярностей напряжений U₁ и U₂; при этом на нагрузке образуются прямоугольные импульсы U_н(t) с длительностью b и средним значением , определяющимся фазовым сдвигом j(f_c), который в пределах линейного отрезка ФЧХ повторяет закон ЧМ входного сигнала (рис. 24.34, в). Выходное напряжение формируется ФНЧ. ЧД ч.-ф. получили большое распространение, поскольку они хорошо согласуются с интегральной технологией и просты в регулировке; их классификационная схема рассмотрена в ст. 17.8.

17.7. ДЕТЕКТОР ПРИЁМНИКОВ СИГНАЛОВ с АМ - устройство, которое осуществляет извлечение сообщения из АМ сигнала и подавление колебаний НсЧ. Эта операция м.б. реализована или при использовании цепей с периодически изменяющемися параметрами (синхронный АД), или с помощью нелинейных элементов. Последнее значительно проще, благодаря чему АД с НЭ нашли широкое применение. Традиционные виды АД (диодные и транзисторные детекторы) рассмотрены в ст. 24.4 и 19.7, где приведены также основные характеристики АД и требования к нему.

Амплитудный детектор в интегральном исполнении- АД, изготовленный на основе ИС. Основновные недостатки применяемых диодных и транзисторных АД состоят в необходимости подведения достаточно больших входных напряжений, а также в возникающих нелинейных искажениях. Для их уменьшения нужно перейти к более сложным схемам детектирования. Наиболее часто для этого используют многофункциональные ИС, а также специальную схемотехнику. Так, схема АД на ОУ с коэф. усиления К и нелинейной ОС обеспечивает уменьшение порогового напряжения в K раз и малые нелинейные искажения. Благодаря уменьшению внутреннего сопротивления АД снижаются также частотные искажения. Ещё большие возможности обеспечивает реализация синхронного детектора на ИС с применением системы ФАПЧ [2, 6, 7].

Амплитудный детектор приемников импульсных сигналов- АД, который используют для решения задач импульсного и пикового детектирования (рис. 17.13). В первом с помощью детектора радиоимпульсов (ДРИ) получают видеоимпульсы (рис. 17.13,б), которые несут информацию , заложеную в продолжительности или временном положении импульсов. Для этого нужно, чтобы постоянная времени нагрузочной цепи детектора , где Т₀ - период несущего колебания, t_i - продолжительность импульса.

Пиковые детекторы, которые работают в системах АРУ и АПЧ, восстанавливают закон изменения амплитуд последовательности радиоимпульсов (рис. 17.13,а). Эта задача м.б. решена способом одно- или двукратного детектирования. В первом применяют пиковый детектор радиоимпульсов (ПДРИ), на выходе которого сразу получают необходимое выходное напряжение (рис. 17.13,в). Постоянная времени ПДРИ д.б. увеличена на несколько порядков относительно постоянной времени ДРИ: , где Т - период повторения импульсов, Т_м - период их модуляции. При двукратном детектировании сигнал первоначально превращается с помощью ДРИ в видеоимпульсы , которые после прохождения видеоусилителя поступают на пиковый детектор видеоимпульсов (ПДВИ), выделяющий их огибающую (рис. 17.13,г). Двукратное детектирование позволяет получить дополнительное усиление сигнала с помощью видеоусилителя, а также реализовать необходимую избирательность.

Наибольшее распространение получили диодные ДРИ последовательного типа без деления нагрузки, поскольку их малые внутреннее сопротивление и инерционность позволяют уменьшить искажения формы импульсов. Для ПДРИ характерно деление нагрузки: . Это обусловлено тем, что для пикового детектирования нужно иметь большую постоянную времени нагрузочной цепи и в то же время для неискажённого воспроизведения огибающей следует выдержать допустимое отношение нагрузок АД по постоянному и переменному токам . ПДВИ чаще выполняют по схеме параллельного АД, параметры нагрузки которого задает пиковый режим детектирования при условии безинерционности по огибающей. Схемы диодных АД последовательного и параллельного типов рассмотрены в ст.24.4.

Амплитудный детектор приемников шумовых сигналов- АД, который позволяет выделить информационные признаки принятого случайного процесса. Детектор мгновенных значений (ДМЗ)- безинерционный АД, схема которого показана на рис. 17.14 , а. Безинерционность здесь достигается исключением емкости нагрузки. Как следует из рис. 17.14,в,г постоянная составляющая выходного напряжения здесь не выделяется и детектирование происходит с углом отсечки . Для увеличения статистической представительности процесса часто используют схему двухтактного ДМЗ. Последовательность сигналов u₃(t) используют для выделения необходимых характеристик случайного процесса. В качестве такой характеристики в трактах обнаружения и измерительных трактах часто используют постоянную составляющую на интервале наблюдения Т (см. рис. 17.14,г). АД, который выделяет постоянную составляющую, называют детектором средних значений (ДСЗ). Последний является совокупностью ДМЗ и интегратора: . Одна из возможных реализаций идеального интегратора - коммутируемая RC-цепочка изображена на рис.17.14,б. Интервал коммутации цепочки принимают равным Т. При R_иC_и>> T частотные и переходные характеристики RC-цепи и идеального интегратора совпадают с точностью до постоянного множителя [8]. Существенное упрощение схемы даёт переход к некоммутируемой RC-цепи, выходное напряжение которой “отслеживает” постоянную составляющую с флуктуациями (рис. 17.14,д).

Детектирование в режиме сильных сигналов— детектирование, при котором ВАХ диода м.б. апроксимована линейно -ломаной функцией

где S - крутизна характеристики диодаVD, u_д - приложенное к нему напряжение (рис. 17.15 , а). Диаграмма работы диодного АД при детектировании немодулированого сильного сигнала показана на рис. 17.15,б. В этом режиме угол отсечки диодного тока не зависит от амплитуды входного сигнала и определяется только параметрами схемы : . Постоянство угла отсечки определяет линейность детекторной характеристики U_вых = U_- = I_- R_н = U_mcos и постоянство параметров схемы: входного сопротивления R_вх.д = p/[S( -sin cos )] и коэф. передачи K_д = U_-/U_m = cos .

Детектирование в режиме слабых сигналов- детектирование малых напряжений (U_m £ 0,2 B), при котором ВАХ диода апроксимируется экспонентой: i_д=i₀[exp(g_дu_д) - 1], где i₀ - ток сильно обратносмещённого p-nперехода; g_д - коэф. , который зависит от типа диода; u_д - приложенное к нему напряжение. Детектирование в этом режиме происходит без отсечки тока диода. При подаче на вход АД синусоидального сигнала благодаря экспоненциальности ВАХ диода площадь верхней полуволны тока оказывается больше нижней, вследствие чего появляется приращение постоянной составляющей тока, которое зависит от амплитуды входного сигнала, что и определяет эффект детектирования. В этом режиме детекторная характеристика квадратична: u_вых = 0,5m(S^¢/S)U²_m, что сопровождается существенными нелинейными искажениями (k_г » m/4, где m - коэф. АМ). Кроме того, АД имеет низкое входное сопротивление R_вх.д= 1/S и малый коэф. передачи K_д= 0,5(S^¢/S)U_m. Вследствие перечисленных недостатков работа АД в этом режиме нежелательна.

Квадратичный детектор- АД, у которого связь между входным воздействием и откликом определяется соотношением

u_вых(t) = const u² _вх (t). (1)

Применяется в измерительных системах и приёмных трактах обнаружителей [8]. К.д. может быть реализован в режиме детектирования слабых сигналов (см. выше) или при использовании квадратичной диодной цепочки.

Нелинейные искажения при детектировании АМ сигналов- искажения формы огибающей, т.е. неправильное воспроизведение закона модуляции. По причинам возникновения нелинейные искажения (НИ) можно подразделить на три вида [2]. НИ первого вида обусловленны нелинейностью детекторной характеристики. Для их уменьшения нужно увеличивать параметр схемы SR_н и обеспечить условие минимально допустимой амплитуды сигнала на входе АД

U_m0min ≥ U_{д. пор} /(1 - m_max), (2)

где U_{д. пор} - граница нелинейного (квадратичного) участка детекторной характеристики, выше которого начинается детектирование в режиме сильных сигналов (для полупроводниковых диодов составляет 0,1 - 0,2В).

НИ второго вида, которые имеют характер “затягивания” огибающей, вызваны инерционностью нагрузочной цепи, вследствие чего выходное напряжение не успевает “отслеживать” изменение амплитуды входного сигнала. Условие их отсутствия

НИ третьего вида, которые имеют характер отсечки огибающей, обусловленны влиянием разделительной цепи С_р, R_вх.УЧМ (см. рис. 17.6,а).Условием их отсутствия является приблизительное равенство нагрузок АД по постоянному и переменному токам _{_}/R_н~≈1, где _{_}= R_н, a R_н~ = R_нR_вх.УЧМ/(R_н + R_вх.УЧМ), R_вх.УЧМ - входное сопротивление усилителя частоты модуляции (УЗЧ).

Синхронный детектор- частный случай преобразователя частоты, при котором частота гетеродина равна НсЧ сигнала. При этом их разностная частота (ПЧ) равна нулю, из-за чего ФПЧ заменяют ФНЧ (рис. 17.16 ). При наличии на входе ПрЧ АМ сигнала u_c(t)=U_c(1+ mcosΩt)cos(ω_ct + φ_c) и сигнала гетеродина u_г(t) = U_гcos(ω_ct + φ_г)

ток ПрЧ

где А – режимный множитель. ФНЧ выделяет первое слагаемое i_ПрЧ, амплитуда которого изменяется по закону модуляции. Максимум полезного сигнала на выходе С.д. соответствует равенству φ_c=φ_г. К основным преимуществам С.д. относятся: малые нелинейные искажения благодаря работе АД при достаточно большом напряжении гетеродина (в режиме сильных сигналов); избирательность АД вследствие использования ФНЧ; отсутствие подавления слабого сигнала сильной помехой, что также объясняется наличием сильного сигнала гетеродина. Указанные преимущества реализуются только при условии точной синхронизации гетеродина с несущим колебанием сигнала, что требует введения достаточно сложных цепей синхронизации.

17.8. ДЕТЕКТОР ПРИЕМНИКОВ СИГНАЛОВ С ЧМ - устройство, которое осуществляет извлечение сообщения из ЧМ сигнала и подавление колебаний НсЧ. Основные виды ЧД рассмотрены в ст. 24.6. Там приведены также основные характеристики ЧД и требования к нему.

Частотный детектор аналоговых сигналов (см. ст. 24.6) работает в два этапа: первичное преобразование вида модуляции (ПВМ) к виду, удобному для детектирования, и потом собственно детектирование. По ПВМ частотные детекторы делят на четыре группы: частотно-амплитудные, частотно-фазовые, частотно-импульсные, а также ЧД на базе ФАПЧ. Широко используют частотно-амплитудные ЧД, классификационная схема которых изображена на рис. 17.17,а. Из них следует выделить частотные дискриминаторы (ЧДс) и дробные детекторы (ДрД), наиболее распространенные в профессиональной и бытовой РЭА соответственно. Применение ДрД целесообразно благодаря внутреннему ограничению АМ и низкому пороговому уровню входного сигнала, тогда как для ЧДс нужно иметь дополнительный ограничитель. ДрД обеспечивает подавление АМ на уровне 20-30 дБ, что достаточно для радиовещания и ТВ. В случае более высоких требований желательно использовать систему ограничитель амплитуды – частотный дискриминатор.

В последнее время ДрД витесняются более простыми и менее критичными в настройке частотно-фазовыми детекторами, классификационная схема которых показана на рис. 17.17,б. Частотно-импульсные детекторы и ЧД на базе ФАПЧ обеспечивают более высокое качество детектирования, но они относительно сложнее и требуют больших уровней входного сигнала. Эти детекторы перспективны в связи с тем, что они хорошо согласуются с интегральной технологией.­

Частотный детектор импульсных сигналовм.б. построен на основе схем, описанных в ст. 24.6. Так, при детектировании частотно-манипулированых сигналов, которые благодаря своей помехоустойчивости являются основными при передаче дискретных (цифровых) сообщений, самое большое распространение получил ЧДс с взаимнорасстроеными контурами. Последний вместо одиночных контуров (см.ст.24.6) имеет сложные избирательные системы, в т.ч. кварцевые фильтры, для лучшего разделения колебаний с частотами f₁ и f₂. Широко используют также частотно-импульсные детекторы.

Частотный детектор в интегральном исполнении- ЧД, изготовленный на основе ИС. Обычно ЧД входят в состав многофункциональных ИС, которые содержат также усилитель-ограничитель. На ИС реализуют частотно-фазовые, частотно-импульсные детекторы и ЧД с кольцом ФАПЧ.

Частотно-амплитудные ЧД. Классификация

Частотно-фазовый (квадратурный) детектор. Структурная схема

Структурная схема К 174 К6

24.8. КАСКАД избирательный (СЕЛЕКТИВнЫЙ) –каскад (см. ст. 24.7), который содержит активные элементы (АЭ) – невзаимные (транзистор, ИМС) или взаимные двухполюсные (ТД, варикап), а также селективный частотный фильтр (одноконтурный или многозвенный) – в качестве полезной нагрузки и одновременно в качестве цепи межкаскадной связи со следующим АЭ (см. Рис.24.98). Связь фильтра с АЭ может быть индуктивной, емкостной, комбинированной – непосредственной или через согласующие звенья. По форме АЧХ различают каскады узкополосные и широкополосные, с пологим либо с крутым переходным участком АЧХ в окрестности резонанса, т. е. с незначительной или с высокой прямоугольностью. В последних применяют LC и акустоэлектронные фильтры сосредоточенной селективности: пьезоэлектрические, пьезокерамические, электромеханические и фильтры на ПАВ. Микрополосковые резонансные линии, объемные и коаксиальные резонаторы с распределенными параметрами применяют на СВЧ (см. гл. 11). Классификацию и параметры селективных усилителей умеренно высоких частот – см. ст. 24.24, для радиоприемников – см ст. 17.29–30, параметры активных RC-фильтров с ОУ для частот f < 10 МГц – см. ст. 24.2.

Каскад с настроенным LC-контуром – простое базовое звено селективного усилителя, состоящее из активного элемента и одиночного резонансного контура (ОРК) с изменяющейся или фиксированной настройкой. Последовательный с сигналом способ питания каскада подачей смещения на базу БТ VT (Рис.24.36) через катушку связи L_св лучше параллельного (VT1,Рис.24.37), в котором проводимость делителя

G_д = (R_Б1+R_Б2) /(R_Б1R_Б2)

вместе с входной проводимостью G₁₁ БТ шунтирует источник сигнала U_с. Контур LC к БТ VT2 подключен частично, чтобы согласовать выходное сопротивление транзистора с сопротивлением R_0экв контура, обеспечить нужную добротность Q_экв, уменьшить влияние входной, выходной и проходной проводимостей БТ на АЧХ, обеспечить устойчивость усиления, снизить шумы. Оба коэффициента включения контуров – n₁=U¢_к/U_к и n₂=U_вых/U_к – после расчетов выбирают компромиссно, исходя из требований устойчивости, реальной чувствительности, селективности, ослабления на краях полосы пропускания и т. п. (см. ст. 17.29, 17.30). Каскад с ОЭ имеет умеренные входное и выходное сопротивления и большое усиление мощности при устойчивости, ограниченной внутренней ОС через емкость обратной передачи С_КБ (см. ст. 24.3 и 24.12). Каскад с ОБ (ОЗ) применяют на повышенных частотах, где его преимущества обусловлены малой внутренней ОС (см. ст. 24.3 и 24.10). При электронной настройке варикапами (см. ст. 17.30) емкость контура и частота резонанса зависят от управляющего напряжения E_упр или U_упр.

«Каскодная» пара (см. Рис.24.37) применяется для получения большого и устойчивого усиления (см. ст. 24.3). При идентичных транзисторах пары ее обратная проводимость Y_12экв=Y₁₂Y₂₂/Y₂₁ на один – два порядка меньше, чем у каскада с ОЭ (ОИ); поэтому нейтрализацию внутренней емкости обратной передачи С_КБ мостовыми балансными цепями [5] не применяют. Входную проводимость задает транзистор VT1 (ОЭ), а выходная проводимость Y_22экв≈Y₁₂ очень мала, из-за чего можно напрямую соединять коллектор БТ с контуром (коэф. включения n₁=1). Усиление напряжения осуществляет транзистор VT2 (ОБ): K_0экв=К₀₂. Усиление мощности (K_Pэкв=К_P.1=G_вх2/G_вх1) и коэф. шума Ш_экв = Ш₁+(Ш₂-1)/К_P.1 ≈ Ш₁ определяются транзистором VT1 (ОЭ). Блокировочные конденсаторы – базовый С_бл совместно с эмиттерным C_Э – создают прямой путь управляющему переменному току через p–n-переход транзистора VT2, без потерь сигнала на резисторах. Назначение режимных, разделительных и блокировочных элементов – то же, что у апериодических каскадов (см. Рис.24.71,б). Дифференциальный каскад (см. ст. 24.23) с резонансным контуром в качестве полезной нагрузки обеспечивает высокое, устойчивое усиление на частотах до 300 МГц благодаря малой обратной проводимости Y₁₂ = wC₁₂, обладает стабильностью и помехоустойчивостью; последняя обеспечивается подавлением синфазных помех.

Показатели каскада с ОРК на примере Рис.24.36 такие. Коэф. передачи сигнала на произвольной частоте f

,

где R_0экв=w₀LQ_экв – эквивалентное сопротивление контура на резонансной частоте w₀=2pf₀, Q_экв=Q/y, Q – добротность ненагруженного контура,

– коэф. шунтирования; R_вх.сл – сопротивление следующего каскада; X=Q_экв(f/f₀-f₀/f) – обобщенная расстройка на текущей частоте f; R₂₂ = 1/G₂₂ – выходное сопротивление активного элемента, S=|Y₂₁| – крутизна его проходной характеристики. Резонансный коэф. усиления

К₀ = U_0вых/U_вх = n₁n₂S₀R_0экв.

Селективность на частоте f

где S₀ – крутизна транзистора на резонансной частоте. При малых расстройках (0,9 <f/f₀<1,1) селективность

где Df = f-f₀ – абсолютная расстройка. Ослабление на краях полосы П_s

.

Подавление помехи или ослабление на краях полосы s_f – величины обратные ординате нормированной АЧХ

то есть s_f = 1/y_f.

Фазо-частотная характеристика каскада определяется выражением j(f) = arctgX.

АЧХ каскада с одиночным контуром обладает низкой прямоугольностью (k_прм.0,1→10, см. ст.24.24).

Увеличение количества каскадов при заданной полосе П_s селективного усилителя требует уменьшения добротности Q_экв контуров, например, путем увеличения коэффициентов включения n₁, n₂ (в каскадах на БТ и ПТ) или за счет шунтирования контуров (на ПТ). Это не всегда целесообразно: коэф. усиления отдельных каскадов при этом падает, а общий коэф. усиления многокаскадного усилителя (в децибелах) растет непропорционально числу каскадов. Для расширения полосы пропускания усилителя из нескольких каскадов без увеличения затухания контуров можно применить их взаимную расстройку. А для обеспечения высокого усиления и полосы пропускания при одновременном улучшении прямоугольности добротность контуров несколько повышают (чем увеличивают крутизну спада АЧХ), а контуры незначительно расстраивают относительно центральной частоты спектра сигнала и включают их в выходные цепи разных транзисторов (см. ст.17.29).

Каскад / каскады с расстроенными LC-контурами – усилитель с распределенной селективностью (см. ст.24.24) и с количеством АЭ, равным количеству N³ 2 одиночных резонансных контуров (ОРК, см. Рис.24.38,а). Усилитель дает возможность получить более прямоугольную АЧХ, чем от N каскадов с тем же количеством АЭ и настроенных контуров (см. ст.17.29). Контуры этих каскадов взаимно развязаны транзисторами, независимы, их резонансные частоты задаются во время проектирования усилителя, например: f₀₁=f₀-Df, f₀₂=f₀+Df (Рис.24.38,б), где Df – абсолютная фиксированная расстройка относительно центральной частоты f₀ спектра сигнала; пόлосы пропускания контуров одинаковые: П₁ = П₂. В зависимости от обобщенной фиксированной расстройки X_ф = 2DfQ_экв/f₀ кривая АЧХ (см. левые ветви на Рис.24.38,в) имеет один горб (при X_ф<1 или X_ф=1) или два горба (при X_ф>1) с заданным провалом Y = K₀/K_max (здесь K₀ — коэффициент передачи на провале двугорбой АЧХ, на частоте f₀,а K_max — на горбах, с частотами f₀₁=f₀-Df, f₀₂=f₀+Df).

Значение X_ф=1 условно называют критическим, АЧХ максимально плоская вблизи f₀, провала нет. Часто применяют значение X_ф=1,41, т. к. при этом АЧХ достаточно прямоугольная (коэф. k_прм®1), а ее провал Y=0,7. Фиксированная расстройка X_ф=1,73 – предельно допустимая: прямоугольность АЧХ наилучшая, но есть значительный провал (Y=0,5), поэтому каскад с двумярасстроенными ОРК при X_ф=1,73 применять не рекомендуется. Провал АЧХ отсутствует при N = 3, причем f₀₃=f₀, то есть контур в цепи третьего транзистора не расстраивают относительно центральной частоты спектра сигнала.

Показатели каскада следующие. При двух одинаковых контурах, т. е. при N=2, R_0экв1=R_0экв2=R_0экв и идентичных транзисторах усиление звеньев на, K₀₁ = K₀₂, и полный коэффициент резонансе одинаковое усиления

где - резонансный коэф. усиления каждого звена; X и X_ф – текущая (см. предыдущую статью) и фиксированная обобщенные расстройки. При малых расстройках (т.е. при f→f₀ и X_ф<1) коэф.

при критической расстройке X_ф=1 коэф. при сильных расстройках X_ф>1 и коэф. провал АЧХ

,

а ее горбы – при обобщенных расстройках Предельно допустимая фиксированная расстройка определяется заданным ослаблением s_п на краях полосы пропускания: .

При трех (N=3) одинаковых контурах (R_0экв1=R_0экв2=R_0экв3=R_0экв) и идентичных транзисторах усиления звеньев на резонансе равны (K₀₁=K₀₂=K₀₃) и полный коэффициент усиления

если третий контур настроен на частоту f₀₃ = f_0с, а его текущая обобщенная расстройка равна X₀₃.

При X_ф<1,73 АЧХ имеет один горб, при X_ф>1,73 – три горба, ординаты которых одинаковы, если добротности контуров, расстроенных на ±Δf относительно f_0с, находятся в соотношении Q_экв1=0,5Q_экв2. Рекомендованное значение X_ф=1,73 дает плоскую вершину АЧХ. Все контуры звеньев трехконтурного каскада взаимно развязаны и независимы.

Каскад с фильтром LC двухконтурный –разновидность каскадов усилителя с распределенной селективностью (см. ст.24.24). Двухконтурный полосовой фильтр (ДПФ) обеспечивает на одномАЭ такую же АЧХ, как у каскадов на двухАЭ с двумявзаимно расстроенными контурами (см. предыдущую ст.). Полезной нагрузкой и цепью межкаскадной связи (см. ст.24.7) является ДПФ, состоящий из двух настроенных на одну частоту электрически связанных (а не развязанных, как выше) контуров (Рис.24.39). Произведение добротности на коэф. связи, h_св=k_свQ, называют обобщенным параметром связи. Он определяет форму АЧХ двухконтурного ПФ подобно параметру X_ф для пары взаимно расстроенных контуров. При h_св<1 АЧХ одногорбая, при h_св=1 – плоская на вершине, при h_св >1 – двугорбая (см. правыеветви АЧХ на Рис.24.38,в). Для трансформаторной связи через взаимную индуктивность M_L, условно отключив конденсатор С_св на Рис.24.39,а, получим параметр

h_св.L = Q_эквk_cв.L = Q_эквM_L / = Q_эквM_L/L,

поскольку обычноL1=L2. Для внешней емкостной связи С_св (условно исключив индуктивную связь M_L на Рис.24.39,а) получим параметр

h_св.C = Q_эквk_св.C = Q_эквС_cв / (С_св+С) » Q_эквС_св/C,

так как обычно С_св<<C. В показанной на Рис.24.39,а схеме между контурами CL1 и CL2 действует комбинированная индуктивно-емкостная электрическая связь с обобщенным параметром связи . Для внутренней емкостной связи (Рис.24.39,б) параметр

h_св.C = Q_эквk_св.C = Q_эквC/С_{св.внутр}.

В этом случае непременно С_{св.внутр}>>C.

В рассмотренных вариантах ДПФ его первый (левый по схеме) контур подключают к выходной цепи первого транзистора, как в селективном каскаде с одним резонансным контуром (см. эту ст., выше), а второй контур – ко входной цепи следующего транзистора. Все формулы для расчета каскада с ДПФ подобны приведенным выше формулам для каскадов со взаимно расстроенными контурами, при замене в последних фиксированной обобщенной расстройки X_ф на обобщенный параметр связи h_св­. Однако в этом случае показатель степени (2 или 3) у резонансного коэффициента К₀ в формуле для вычисления K на любой частоте отсутствует, поскольку в каскаде с ДПФ не два и не три, а только один транзистор. Коэф. усиления на произвольной частоте f

при этом на частоте f текущая произвольная сигнальная расстройка

X = Q_экв / (f/f₀-f₀/f),

а малая текущая расстройка

При слабой связи (h_св <1) коэф. K_max= h_свK₀/(1+

При критической связи (h_св =1) коэф. K_max=K₀/2.

При сильной связи h_св >1 АЧХ имеет два горба с максимумами коэффициента усиления

K_max= K₀/(2η_св),

горбы у АЧХ имеются при обобщенных расстройках текущей частоты относительно резонансной Провал АЧХ м