Многосигнальная избирательность 2 страница

Далее процедура такая. Отмечают пять точек с фазами ωt входного сигнала (см. Рис.24.43,в) е_г=Е_mг cosωt, а именно: ωt=0, π/3, π/2, 2π/3, π. Соответствующие этим фазам ЭДС сигнала e_г =E₀+Е_mг, E₀+0,5 Е_mг, E₀, E₀–0,5Е_mг, E₀–Е_mг, а выходные токи i = I_max, I₁, I₀, I₂, I_min. Амплитуды токов четырех гармоник выходного сигнала вычисляют по формулам:

I_m1 = (I_max–I_min+I₁–I₂)/3; I_m2 = (I_max+I_min–2I₀)/4; I_m3 = (I_max–I_min–2I₁+2I₂)/6;

I_m4 = (I_max+I_min–4I₁–4I₂+6I₀)/12.

Постоянная составляющая тока

I_п = (I_max+I_min+2I₁+2I₂)/6.

Частные коэффициенты гармоник: второй k_г2=I_m2/I_m1; третьей k_г3=I_m3/I_m1; четвертой k_г4=I_m4/I_m1. Полный коэф. гармоник

,

где I_m – амплитуды четырех гармоник тока в нагрузке.

Точность метода составляет ≈ 10%. Ее можно повысить, если воспользоваться экспериментальными ВАХ реальных АЭ вместо усредненных паспортных.

Для определения постоянной составляющей, первой и второй гармоник сигнала достаточно всего трех ординат выходного тока за один полупериод сигнала с фазами ωt=0, π/2, π. Итак, оценка коэффициента гармоник невысоких порядков, но с меньшей точностью, возможна методом трех ординат сквозной динамической ВАХ. Для более точного вычисления коэффициента гармоник требуется семь ординат, но предельная точность графического метода во многом зависит от качества рисунка.

Двухтактный выходной каскад(ДВК) применяют, если выходная мощность P_вых>2Вт. ДВК содержит четное количество транзисторов или других активных элементов, нагруженных на общее оконечное устройство. Каждая полупара АЭ со своими цепями формирует плечо каскада. Переменные токи плеч АЭ взаимно сдвинуты по фазе на π. По способу возбуждения АЭ различают три вида ДВК:

— с параллельным управлением однофазным сигналом, для чего нужны транзисторы разной структуры, n–p–n и p–n–p, (Рис.24.44,а); применяют в бестрансформаторных ДВК;

— с па­раллельным управлением противофазными сигналами и с транзисторами одинаковой структуры в обоих плечах, n–p–n или p–n–p; эти ДВК нагружают через выходной трансформатор (Рис.24.44,б);

— с последовательным управлением однофазным сигналом, когда ведущее плечо возбуждает другое, ведомое, в бестрансформаторных ДВК с транзисторами одинаковой структуры в режиме А (см. ст.24.24).

При первых двух способах возбуждения ДВК без трансформатора транзисторы включают с ОЭ(ОИ) или с ОК(ОС). Если ДВК трансформаторный, то лучше применять включения с ОБ или реже – с ОЭ; при третьем способе возбуждения ДВК – с ОЭ(ОИ) или реже – с ОК(ОС) [4]. Свойства ДВК:

— четные гармоники сигнала скомпенсированы, т.к. токи і′_К, і″_К (Рис.24.44,б) протекают навстречу один другому и поочередно благодаря противофазному возбуждению транзисторов VT1, VT2 управляющим сигналом. Возможен экономный режим АВ (см. ст.24.24);

— скомпенсированы синфазные помехи, фоны, наводки, чем расширен динамический диапазон;

— разностный ток плеч не содержит постоянной составляющей, значит, нет намагничивающего сердечник тока, что дает возможность уменьшить габаритные размеры трансформатора и коэф. гармоник;

— в общих цепях плеч нет первой и высших нечетных гармоник сигнала. Это упрощает фильтрацию сигналов и пульсаций в цепях питания и практически устраняет межкаскадную связь через общий источник питания, давая возможность уменьшить емкость его фильтра. В режиме А можноне вводить блокировочные конденсаторы в цепи эмиттеров и этим уменьшить частотные искажения сигналов на НЧ.

Трансформаторы для согласования в бытовой аппаратуре применяют редко из-за несовершенства их массогабаритных и электрических характеристик. Вместо трансформаторных в ИМС используют оконечные каскады повторителей с комплементарными (от лат. complementum – дополнение) парами БТ для работы в режимах АВ и В (см. Рис.24.44,а).

Плечи бестрансформаторных ДВК с двумя симметричными источниками питания выполняют на составных БТ с ОК (Рис.24.45). Чтобы выход ДВК имел лучшую симметрию, в одной паре плеч объединяют выходные транзисторы VT2 с одинаковой проводимостью (напр., на Рис.24.45 – аи г или би в). Плечи не вносят фазового сдвига на НЧ и не создают скалывания вершины импульса.

Выходной каскад операционного усилителя (Рис.24.46) обычно строят по схеме с параллельным управлением синфазными сигналами, поскольку при этом для возбуждения не нужен парафазный каскад. Режим АВ выходного БТ VT4, VT5 задается генератором малого стабильного напряжения – ГМСН (см. ст.24.18) на диодах VD1 и VD2, через которые проходит ток транзистора VT1 от ГСТ I_г. Вместо диодного стабилизатора возможны включения других ГМСН, напр., показанные на Рис.24.65. Защита от короткого замыкания (КЗ) выхода ОУ состоит из цепей VT2R2 и VT3R3 (Рис.24.46). В тот полупериод, когда ток нагрузки проходит через транзистор VT4 и возрастает из-за случайного КЗ выхода, напряжение на резисторе R2 открывает БТ VT2. Его малое (только при этом) внутреннее сопротивление шунтирует вход БТ VT4 и прекращает дальнейшее возрастание тока и перегрев VT4. Иными словами – открытый БТ VT2 «берет на себя» чрезмерный ток КЗ. Во второй полупериод аналогично действуют элементы VT3R3 и VT5. Сопротивление резисторов R2, R3 в ОУ составляет 20—50 Ом. Другой пример защиты выхода ОУ – см. ст. 10.1 и Рис. 10.1.

Выходные каскады мощных ОУ выполняют также и на составных транзисторах (см. ст. 24.3) – для уменьшения тока покоя, напр., транзистора VT1 (см. Рис.24.46). Применяют также повторители на полевых транзисторах (см. ст. 24.11) с противоположной структурой каналов ДВК и двумя источниками питания.

Однотактный выходной каскадвыполняют с резисторной, трансформаторной, дроссельной цепями межкаскадной связи. В мощных каскадах на ПТ применяют динамическую нагрузку (транзистор), пример которой показан на Рис.24.47,а. Высокое сопротивление переменному току транзистора с ОЗ VT2 увеличивает усиление каскада на VT1, расширяет динамический диапазон, снижает искажения. Транзистор VT2,как полезная нагрузка и цепь связи с R_вх.сл, имеет малое сопротивление постоянному току. Динамический диапазон и коэф. гармоник каскада зависят от напряжения E_см на затворе транзистора VT2, а коэф. передачи

К = S_VT1Rн,

где S_VT1 – крутизна проходной характеристики ПТ VT1, сопротивление нагрузки состоит из трех параллельных ветвей: R_н=R_вых.1║R_вых.2║R_вх.сл, причем R_вых.2»R_вых.1.

Принципиальное отличие однотактного мощного выходного каскада от каскада предварительного усиления – не в схеме (схемы совпадают), а в режимах работы транзистора. Трансформаторные каскады применяют для оптимизации работы АЭ, в частности, в системах многоканальной связи. Трансформатор, кроме минимальных потерь сигнала благодаря согласованию сопротивления линии и АЭ, обеспечивает простой переход от симметричных цепей к несимметричным и наоборот, не пропускает постоянный ток и напряжение на выход, в нагрузку. Дроссельный каскад из-за отсутствия в нем индуктивности рассеяния лучше усиливает ВЧ компоненты спектра. Он целесообразен лишь при согласованных сопротивлениях АЭ и нагрузки, поскольку дроссель без дополнительных выводов-клемм эту функцию не выполняет. Недостатки трансформаторных и дроссельных каскадов – несовместимость с технологией изготовления ИМС, увеличение нелинейных искажений вследствие намагничивания сердечника постоянным током каскада.

В режиме А (см. ст.24.24) энергетическая эффективность каскада невелика (до 25%). Для резкого повышения КПД (до 90%) в настоящее время широко применяют режим усиления AD [1, 7]. Классическая схема однотактного усилителя класса AD показана на Рис.24.47,б. Гармонический сигнал превращают в прямоугольные импульсы в блоке ШИМ: ширина импульсов пропорциональна мгновенному напряжению сигнала. Усиленные операционным усилителем DA импульсы подают на вход транзистора VT1, работающего в ключевом (символ D) режиме, с фильтром НЧ LC в коллекторной цепи межкаскадной связи. Благодаря ФНЧ ток в нагрузке R_н и напряжение на ней не содержат гармоник, а только среднее значение – полезный усиленный сигнал.­ Максимального использования АЭ достигают выбором напряжения E_п источника питания по максимальному допустимому току I_К коллектора: E_п=U_KЭ.макс, I_K=I_K.макс. При этом R_н=E_п/I_K.макс, мощность в нагрузке P_н=E_пI_К.макс. В режиме насыщения средняя мощность электрических потерь

,

где τ, T – длительность и период повторения импульсов; r_нас – сопротивление насыщения транзистора. В режиме отсечки (во время паузы) ток I_н проходит через рекуперативную (от лат. recuperatio – возвращаю), с диодом VD1, цепь, которая выдает в нагрузку накопленную дросселем L энергию. Среднее значение тока в нагрузке I_ср=I_н τ/T. Средняя мощность, потребляемая транзистором от источника питания,

P_0К = E_пI_ср = E_пI_н τ/T.

КПД однотактного каскада, в котором напряжение на нагрузке вдвое меньше ЭДС источника питания (E_п=2U_н),

ФНЧ не должен вносить заметных искажений. Для двухзвенного фильтра Баттерворта (см. ст.24.2) с допустимым спадом АЧХ 3 дБ индуктивность дросселя L=1,4R_н/(2πF_max), емкость конденсатора С=0,7/(2π R_н F_max). Для улучшения фильтрации усиленного сигнала используют фильтры высоких порядков, в том числе фильтры Чебышева. Если нужно заземлить резистор R_н, то БТ и R_нменяют местами, а для уменьшения выходного сопротивления включают согласующий трансформатор. Такой каскад часто используют как одно из двух плеч двухтактного выходного усилителя в режиме BD; тогда КПД η→90 %.

В перспективных разработках используют выходные мощные каскады с регулируемым напряжением источника питания (в технике его называют «РИП»). При этом выходные транзисторы работают на предельно широких активных(см. ст.24.7)участках ВАХ АЭ в режимах АЕ, ВЕ (см. Рис.24.100), а потери энергии сведены к минимуму без увеличения нелинейности, присущей режиму D (см. ст.24.24).

24.13. КАСКАД ПАРАФАЗНЫЙ / фазоинверсный— каскад, предназначенный для передачи однофазного относительно общего провода сигнала к симметричному входу, напр., мощного выходного каскада (см. cт. 24.9). Парафазный каскад имеет несимметричный вход и два симметричных (относительно общего провода) выхода. Выполняет две задачи – обеспечение равенства амплитуд и противоположность фаз сигналов с двух выходных плеч при равенстве их выходных сопротивлений. В литературе принято называть такой каскад фазоинверсным, и это неточно, т. к. инверсия фазы входного сигнала на одном из выходов – только часть функций парафазного каскада, а собственно инверсию фазы выполняет любой каскад с ОЭ(ОИ).

Парафазный каскад с разделенной нагрузкой(см. ниже, Рис.24.71,б) – RC-каскад без конденсатора C_Э, выходные сигналы с коллектора и эмиттера имеют взаимный фазовый сдвиг π при активнойнагрузке. Коэф. передачи эмиттерного плеча К_Э<1, как у любого повторителя (см. ст.24.11), поэтому полную нагрузку для переменного тока у коллекторного плеча выбирают несколько меньшей, чем у эмиттерного плеча, для уравнивания выходных напряжений плеч между собой. Выходные сопротивления плеч тоже неодинаковые:

R_вых.Э < R_вых.К, R_вых.Э = 1/S = 1/|Y₂₁|, R_вых.К=R║R₂₂.

Символ ║ означает параллельное соединение элементов. Неодинаковость выходных сопротивлений неприемлема для работы мощного двухтактного каскада из-за нарушения симметрии и увеличения нелинейных искажений. Поэтому для уравнивания выходных сопротивлений последовательно резистору R_вх.сл в эмиттерное плечо последовательно с нагрузкой включают резистор R_доб. В этом каскаде нет усиления напряжения, трудно выполнить коррекцию АЧХ и ФЧХ, что ограничивает его применение.

Парафазный каскад с эмиттерной / истоковой связьюподобен ДК, дифференциальному каскаду (см. ниже, Рис.24.90), в котором базу транзистора VΤ2 блокируют конденсатором на корпус, т. е. транзистор VΤ1 включают с ОЭ, а VΤ2 – с ОБ. Поэтому их выходные напряжения в цепях коллекторов – взаимно противофазные (см. ст. 24.3), что является первым требованием к фазоинверсному каскаду. Второе требование – равенство амплитуд сигналов с обоих выходов – обеспечивают увеличением сопротивления резистора обратной связи R_Э (как в ДК). Преимущества: усиление сигнала и вдвое большее выходное напряжение при одинаковых с предыдущим вариантом источниках питания; симметрия и равенство выходных сопротивлений; ослабление четных гармоник сигнала и пульсаций фона при симметрии плеч; вдвое большее входное сопротивление; возможность независимой коррекции на ВЧ и НЧ в эмиттерных и коллекторных RC цепях (см. ст.24.14).

Известны также каскады на двух транзисторах разных структур с третьим (инвертирующим) транзистором на общей подложке ИМС [2, 4].

24.14. КАСКАД широкополосный– каскадс LCR-коррекцией АЧХ, ФЧХ, ПХ и группового времени задержки (ГВЗ), предназначенный для обработки непрерывных и импульсных сигналов со спектром от единиц герц до сотен мегагерц. Содержит АЭ, цепи межкаскадной связи (см. ст. 24.24) и коррекции – для расширения плоского участка АЧХ и линейного – ФЧХ. Различают каскады с коррекцией ПХ на ВЧ (область малых времен) и на НЧ (больших времен) с помощью корректирующих двухполюсников или дополнительных цепей частотно-зависимых ООС.

Высокочастотная коррекцияосуществляетсявключением одной – двух катушек индуктивности или с помощью эмиттерной (или истоковой) стабилизации АЧХ отрицательной обратной связью для компенсации спада АЧХ.

Распространенный способ – простая параллельная индуктивная коррекция. Катушку L включают с резистором связи R (см. Рис.24.71,б) последовательно (на рисунке она не показана). Тем не менее коррекция называется параллельной, поскольку совместно с эквивалентной емкостью С₀ каскада получается параллельный колебательный контур LC₀R, где

C₀ = C_22.VT.1+ C_11.VT.2+ C_м

– сумма междуэлектродных емкостей БТ и монтажа. Кроме того, корректирующее звено по переменному току включено параллельно входу следующего каскада. Заметный подъем (или расширение) АЧХ на ВЧ, высокий эффект коррекции возможны при условиях: R<<R_вх.сл, R<<R_22.VT, т. е. когда R – самое малое, определяющее сопротивление параллельной цепочки R║R_22.VT║R_вх.сл. Эти условия выполняются для каскада на БТ с ОЭ или ОБ при высокоомном входе R_вх.л следующего каскада на БТ с ОК или на составном транзисторе (см. ст. 24.3) или на ПТ с ОИ.

Нормированная АЧХ (Рис.24.50,а) видоизменяется в зависимости от нормированной частоты Ω=ωC₀R=ωτ_в при различных значениях параметра

m = R_0экв/R = L/(C₀R²),

где R_0экв – эквивалентное резонансное сопротивление параллельного контура. При отсутствии индуктивности (L = 0) АЧХ такая же, как у обычного RC каскада без коррекции. При m=m_кр АЧХ максимально плоская и широкая, согласно аппроксимации Баттерворта (см. ст.24.2). При m>m_кр АЧХ имеет выброс. Критическое значение m_кр=0,414 соответствует оптимальной коррекции, а выигрыш в площади усиления Q (см. эту ст., ниже) составляет 1,72 раза и зависит от заданного ослабления y на краях полосы пропускания, напр., y=0,7 (M=3 дБ) на Рис.24.50,а. При M=1дБ выигрыш составляет 2,3 раза, при M=0,1дБ – 4 раза. Чем меньше допустимое значение M, тем заметнее выигрыш в площади усиления или в полосе пропускания при неизменном усилении.

Нормированная переходная характеристика (ПХ) h(T) показана на Рис.24.50,б, где T – нормированное время установления, зависящее от того же параметра m. При m_кр=0,25 значение T в 1,42 раза меньше, чем при m=0 (L=0, нет коррекции), а при m=0,35 – в 1,7 раза, тогда и выброс ПХ δ=(m–0,25)² имеет значение δ_кр, не превышающее 1%. ФЧХ каскада

Δφ = –arctg[Ω(1–m+m²Ω²)]

близка к прямой, проходящей через начало координат, фазовые искажения сигнала – минимальные.

Таким образом, простая параллельная ВЧ коррекция устраняет недостаточность усиления на ВЧ и повышает линейность фазы благодаря добавлению индуктивного сопротивления в коллекторную (стоковую) цепь. Время установления фронта импульса сокращается благодаря возрастанию тока заряда емкости С₀, поскольку сaмоиндукция катушки запасенной в ней энергией мешает скачкообразному спаду тока в начале импульса.

Цепь сложной последовательно-параллельной индуктивной ВЧ коррекции (Рис.24.50,в) содержит корректирующую индуктивность L1, включенную последовательно с резистором R_н, и вместе с паразитными емкостями С₀₁, С₀₂ образует П-образный широкополосный фильтр. Катушку индуктивности L2 для переменного тока включают параллельно резистору R_н. При отношении С₀₁/(С₀₁+С₀₂)=0,25—0,6 выигрыш в полосе пропускания (относительно цепи простой коррекции) и выигрыш в длительности фронта импульса составляют ≈ 1,5 раза. Недостаток сложной коррекции – критичность выбора номиналов элементов. Эта цепь коррекции малопригодна для БТ из-за его малого входного сопротивления и неприемлема для ИМС из-за наличия катушек индуктивности. Поэтому в ИМС вместо катушек включают входные электроды Э–Б биполярного транзистора с ОБ, так как в определенном интервале частот при R_н→0 его входное сопротивление – индуктивное (см. Рис.24.18,б).

В ИМС используют также специальные цепи: соединенные последовательно двух- и трехзвенные двухполюсники – генераторы тока. Пример схемы одного звена показан на Рис.24.50,г; емкость конденсатора С – единицы пикофарад.

Для ВЧ коррекции отрицательной обратной связью в эмиттерную цепь вместо элементов термостабилизации R_Э, C_Э (см. Рис.24.71,б) или последовательно с ними включают параллельную цепочку R_корС_кор (на рисунке она не показана) с малой постоянной времени. Эта Z-ООС уменьшает усиление на СрЧ и НЧ, а на ВЧ каскад не имеет отрицательнойОС через цепь коррекции из-за большой проводимости 2pF_ВЧС_кор, благодаря чему усиление на ВЧ не уменьшается (Рис.24.50,д). При определенном отношении постоянных С_корR_кор/С₀R_экв.ВЧ (обозначения – см. ст. 24.12) выигрыш в площади усиления достигает 1,7 раза, то есть как и при простой параллельной индуктивной ВЧ коррекции каскада на ПТ. Но ВЧ коррекция ООС значительно проще и надежнее.

Низкочастотная коррекциядостигается включением корректирующих элементов R_фС_ф в коллекторную цепь БТ (или в стоковую цепь ПТ), а также с помощью цепи межкаскадной частотно-зависимой ООС. Подобно тому, как на ВЧ вместе с частотой увеличивается индуктивное сопротивление катушки, здесь, на НЧ, с понижением частоты возрастает емкостное сопротивление конденсатора С_ф (эквивалентная схема каскада по переменному току показана на Рис.24.51,а) и общее сопротивление полезной нагрузки (элемента связи) увеличивается от величины R на ВЧ до R+R_ф – на НЧ. Это приводит к возрастанию усиления каскада на НЧ, расширению по частоте вниз АЧХ (Рис.24.51,б) и выравниванию ФЧХ на низкочастотном участке. Коррекцию применяют для обработки протяженных импульсов (сотни миллисекунд) или сигналов с частотой от 10 Гц и выше.

Схема каскада с НЧ коррекцией не отличается от схемы Рис.24.71,б: коллектор подключают к источнику питания через два последовательных резистора R и R_ф.кор, а их общую точку, через конденсатор С_ф.кор, – к общему проводу. Отличие от фильтра питания R_ф.С_ф состоит в выборе постоянной времени τ_ф.кор=R_ф.корС_ф.кор. Как и индуктивная коррекция ВЧ, низкочастотная коррекция эффективна при условиях R<<R_22.VT, R<<R_вх.сл, если сопротивление R – самое малое из трех параллельных сопротивлений R║R_22.VT║R_вх.сл. Чем меньше отношение R/R_ф.кор, тем легче осуществить коррекцию. Еще один критерий эффективности НЧ коррекции – малое значение отношения постоянных времени RC_ф.кор/R_нC_р (здесь C_р – емкость разделительного конденсатора), которое определяет длительность заряда/разряда C_ф.кор, следовательно, задает и форму ПХ в области больших времен – скалывание вершины импульса.

Коррекция АЧХ на НЧ с помощью отрицательной ОС возможна, напр., в двухкаскадном усилителе цепочкой ООС из последовательных элементов R_ОСи С_ОС. Для этого резистор R_ОС включают в эмиттерную (или истоковую) цепь первого транзистора, а С_ОС – в коллекторную (стоковую) цепь второго транзистора. Получают цепочку последовательно-параллельной h-ООС (см. ст. 24.15), уменьшающей усиление на СрЧ и на ВЧ, но сохраняющей усиление на НЧ. Емкостное сопротивление конденсатора С_ОС на НЧ велико, и нормированная АЧХ имеет подъем или расширение плоского участка влево, в направлении НЧ.

В ИМС коррекцию АЧХ на НЧ осуществляют включением генератора стабильного тока (ГСТ, см. ст. 24.18) в коллекторную или стоковую цепь первого транзистора, вместо резистора R_кор. ГСТ выполняют на транзисторе другой структуры p–n переходов. Сопротивление ГСТ переменному току велико, поэтому при заданной постоянной времени τ_ф.кор нужна меньшая емкость, и габариты конденсатора С_кор могут быть уменьшены.

Площадь усиления– показатель широкополосности устройства, произведение верхней частоты f_в АЧХ сквозной передачи и сквозного коэффициента передачи каскада на средней частоте К_0.e=U_0.вых/e_г (см. ст.24.3):

Q = f_в ·К_0.e.

Для биполярного транзистора Q_БТсложнозависит не только от параметров транзистора, но и от сопротивлений нагрузки R_н и генератора R_г (т. к. R_г>>R_вх.БТ, U_вх<e_г). Оптимальной нагрузке соответствует максимальная площадь усиления каскада на БТ:

.

Как видим, для этого нужны БТ с малым произведением C_KБ·r_Б' (см. ст. 24.3).

Площадь усиления каскада на полевом транзисторе не зависит от сопротивления источника сигнала R_г<<R_вхПТ (U_вх=e_г) и от сопротивления элемента связи (полезной нагрузки) R в стоковой цепи ПТ (см. Рис.24.72,а).

Q_ПТ= S/(2πC₀),

где S – крутизна проходной характеристики ПТ, C₀ – паразитная емкость каскада. Следовательно, для увеличения Q нужно выбирать ПТ с большой крутизной S и по возможности уменьшать емкость C₀, шунтирующую полную нагрузку.

24.19. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ – устройство, осуществляющее процесс преобразования частоты, то есть линейного переноса спектра несущей с сообщением из одного частотного диапазона в другой при сохранении значений параметров модуляции (см. ст. 16.9, 16.12, 17.15). Преобразователь частоты (ПрЧ) состоит из смесителя и гетеродина (от греч. geteros dynamos – другая «сила», генератор). Смеситель См (Рис.24.74,а) — это шестиполюсник, основным звеном которого является нелинейный активный элемент с периодически изменяющимся параметром. Таким параметром часто является крутизна его проходной ВАХ, управляемая напряжением местного генератора – гетеродина. В качестве АЭ применяют транзисторы, варикапы и диоды, в том числе туннельные. Простые ПрЧ имеют один АЭ, балансные – два, а двухбалансные (кольцевые) – четыре АЭ. Полезной нагрузкой ПрЧ является полосовой фильтр (ПФ), настроенный на преобразованную частоту, называемую в приемных устройствах промежуточной частотой f_пч, т.к. ее значения выбирают на интервале между несущей частотой сигнала и спектром частот сообщения. Полосовой фильтр имеет достаточные полосу пропускания, неравномерность АЧХ в пределах этой полосы и избирательность для неискаженной передачи спектра сообщения и эффективного подавления помех за ее пределами (см. ст.17.15). В случае прямого преобразования частоты (см. ст.17.27) вместо ПФ включают ФНЧ.

Линейная теория преобразования частоты. Анализ ПрЧ выполняют при трех допущениях: на смеситель См (Рис.24.74,а) воздействуют три гармонических напряжения – сигнала, гетеродина и ПЧ: U_c, U_г U_ПЧ; уровни этих напряжений удовлетворяют условиям: U_c<<U_г, U_ПЧ<<U_г; смеситель является безынерционной цепью, не содержащей реактивных элементов, поэтому его выходной ток не зависит от производных или интегралов приложенных напряжений. Выходной ток смесителя I_вых=y( U_г, U_c, U_ПЧ,) находят разложением в ряд Тейлора функции двухпеременных напряжений с малымиприращениями аргументов – входного U_ccosw_сt и выходного U_ПЧcosw_ПЧt сигналов. При этом ограничиваются первыми степенями и тремя членами ряда