Многосигнальная избирательность 1 страница

Параметры односигнальной избирательности определяют селективные свойства приёмника в условиях, когда нет нелинейных эффектов. Многосигнальная избирательность (МнИ) возлагается только на преселектор приёмника, настроенный на радиочастоту сигнала в эфире.

1. По интермодуляции двумя помехамами МнИ задаётся допустимым их уровнем U_П.1 = U_П2,

который уменьшает выходной сигнал в заданное число раз, определяемое коэффициентом интермодуляции На входе при этом действует полезный сигнал нормального уровня.

2. По перекрёстной модуляции МнИ задаётся допустимым уровнем модулированной помехи U_П.1, при котором значение коэффициента перекрёстных искажений не больше заданного:

.

Например, для вещательных приёмников 1-й группы сложности . При оценке также нормируются взаимная абсолютная или относительная расстройка сигнала и помехи и уровень входного сигнала.

3. По блокированию МнИ задаётся допустимым уменьшением уровня выходного сигнала, который определяется заданным коэффициентом блокирования , на границе заданной полосы блокирования П_бл. Например, для вещательных приёмников 1-й группы сложности . На входе при этом действует полезный сигнал нормального уровня и помеха с уровнями 1, 3 или 30 В.

Полосовой усилитель– многокаскадное устройство, которое содержит несколько рассмотренных выше селективных каскадов, если один из них в отдельности не в состоянии обеспечить заданные коэффициенты усиления и прямоугольности АЧХ, т.е. удовлетворить требованиям к селективности, равномерности усиления в полосе пропускания, линейности ФЧХ и т.п. Пример классификации П.у. радиоприемников – см. ст. 17.29.

Логарифмический усилитель – устройство, обладающее нелинейной амплитудной характеристикой (АХ), вследствие чего происходит сжатие на выходе динамического диапазона D уровнейобработанного сигнала: D_вых<D_вх. В качестве примера на Рис.24.42,а показана схема селективного логарифмического усилителя, а на Рис.24.42,б – его АХ. Амплитудная характеристика состоит из трех участков: 1 – начальный, линейный: при U_вх<U₀ выходное напряжение U_вых=KU_вх; 2 – основной, логарифмический участок: при U_вх>U₀ напряжение U_вых=KU₀lg_a(U_вх/U₀)+KU₀; 3 – снова линейный участок при больших уровнях (у немногих устройств). Таким образом, основной диапазон изменения выходных уровней находится в интервале от U_вых.min= KU₀до

U_вых.max= KU₀[lg_a(U_вх.max/U₀) + 1],

где K, U₀ – коэф. усиления и амплитуда начального участка АХ. Эффективность сжатия зависит от выбора основания логарифма a. Изменение динамического диапазона в логарифмическом усилителе (как и в других функциональных селективных усилителях) осуществляют изменением коэффициента усиления K(U). Здесь для этого контур LC шунтируют диодами VD1, VD2, естественно, с нелинейными ВАХ. При малых уровнях U₀ диоды закрыты, их внутреннее сопротивление велико. При возрастании входного напряжения диоды открываются и уменьшают усиление каскада; их рабочую точку устанавливают делителями R1R2, R3R4.

Логарифмические усилители применяются для согласования характеристик первичного сигнала с характеристиками канала связи и оконечного устройства или для устранения перегрузки в приемниках импульсных сигналов РЛС (см. ст. 17.20, 17.24), а также для специальной обработки акустических сигналов в студиях (см. ст. 27.9) и в гидроакустических станциях (см. ст. 3.11). Динамический диапазон сигналов и помех на входе приемника около 80 дБ, а на экране ЭЛТ – от 12 – 16 дБ (при яркостной отметке) и до 20 – 30 дБ (при амплитудной отметке). В вещательных приемниках эти усилители не применяются из-за ощутимых искажений сообщения.

Широкополосный импульсный усилитель – устройство, в котором приняты меры к уменьшению искажений импульсов на выходе: времени установления переходных процессов и скалывания вершины импульса, – т. е. к сохранению формы огибающей каждого из входных импульсов сигналов локации и связи. Искажения формы импульса зависят от соотношения полосы пропускания усилителя и ширины спектра входных импульсов. В приемнике РЛС ширина полосы пропускания составляет несколько мегагерц, усиление достигает 120 дБ. Применение широкополосных низкодобротных контуров уменьшает удельное усиление на каскад, поэтому особенность усилителей широкополосных сигналов – большое количество каскадов.

24.23. УСИЛИТЕЛЬ ПОСТОЯННОГО ТОКА (УПТ)–устройство для усиления аналоговых сигналов, медленно изменяющихся во времени, спектр которых начинается от нуля герц, а верхнюю частотную границу f_в определяют инерционные свойства активного элемента (см. ст.24.3). УПТ не вносит фазового сдвига на НЧ, не создает скалывания вершины импульса (см. ст. 24.24 ) при их усилении.

Классификация. По принципу действия различают УПТ прямого усиления (с гальванической межкаскадной связью), УПТ с оптронной связью и УПТ с преобразованием сигнала с помощью модулятора–демодулятора (модема). По динамическим свойствам различают следующие группы УПТ: очень медленного действия (доли – единицы герц), для обработки сигналов от источников с большой постоянной времени (0¾ 1кГц); среднего быстродействия, для аналоговой вычислительной техники, выполняющей операции в реальном масштабе времени; быстродействующие, для многоканальных измерительных систем, ЦАП, АЦП и т. п. Усилители постоянного тока прямого усиления выполняют небалансными и параллельно-балансными (их называют дифференциальными).

Основные параметры УПТ следующие. Диапазон частот 0¾ 100 МГц; коэф. передачи напряжения – до 10⁸; входное сопротивление – до 10 ГОм; выходное сопротивление – от 10 до 10⁴ Ом; приведенный ко входу дрейф нуля смещения (см. в этой ст., ниже) – 1 мкВ, дрейф тока – до 1 пА, скорость нарастания полного уровня выходного сигнала – до 100 кВ/мкс.

Обеспечение этих требований в одном каскаде невозможно, поэтому структура УПТ содержит три каскада: входной – со стабильным входным током, с малыми дрейфом нуля и шумом, промежуточный и выходной мощный. Общий недостаток большинства УПТ – нестабильность нуля, произвольное изменение выходного напряжения при постоянном или нулевом входном сигнале. Это явление называется дрейфом «нуля»; у биполярного транзистора дрейф определяется температурным коэффициентом напряжения Е_БЭmin/ΔТ=2,2 мВ/К.

Дифференциальный (разностный) каскад (ДК)– параллельно-балансный УПТ с двумя входами, предназначенный для получения выходного напряжения, пропорционального разности потенциалов входов – двухполярному, дифференциальному входному сигналу. Содержит два идентичных транзистора (Рис.24.90,а), одинаковые элементы связи R1 и R2 в коллекторных цепях и резистор R_Эили генератор стабильного тока (ГСТ) в эмиттерной цепи. Для подавления синфазной помехи, действующей на плечи ДК, используют принцип сбалансированного моста. Резисторы R1, R2 и внутренние сопротивления R_i транзисторов VT1, VT2 образуют плечи моста (Рис.24.90,б). К одной диагонали «0–Э»подключают биполярный источник питания Е_К⁺/Е_Э⁻, а с другой его диагонали «К1–К2» снимают выходное напряжение, симметричное относительно общего провода.­

Одинаковое по знаку и синфазное изменение токов плеч (синфазная помеха) не вызывает разбалансирования моста, и выходное напряжение отсутствует. Для двухфазного (дифференциального) входного сигнала, U_вх.дф=(U_вх2–U_вх1), мгновенные токи плеч находятся в противофазе и мост полностью разбалансирован, поэтому на выходе (между коллекторами транзисторов) – напряжение, пропорциональное разности входных сигналов. В цепи резистора R_Э проходит неизменный по уровню ток

I_Э = (I_K1+∆I) + (I_K2–∆I) = 2I_K,

поскольку приращения ±∆I токов плеч имеют противоположные знаки, вследствие чего резистор R_Э не является элементом ООС Z-типа (каким он является для синфазного сигнала) и потому усиление полезного (двухфазного) сигнала не уменьшается.

Биполярный источник питания способствует получению напряжения покоя баз, близкого к нулевому, что облегчает гальваническое соединение каскадов без разделительных конденсаторов. Напряжение между коллекторами транзисторов ДК

U_вых.дф = ±(К₂+К₁)(U_вх2–U_вх1),

как отмечалось выше, пропорционально разности входных напряжений. Здесь

К₁= (1–К_Э)SR_н, К₂=SR_нК_Э,

К_Э=1/(2+h_11Б/R_Э) – коэф. передачи эмиттерной цепи, R_н – нагрузочное сопротивление каждого плеча, h_11Б – входное сопротивление БТ. Точное вычитание напряжений осуществляется лишь при (h_11Б/R_Э)→0, если R_Э→∞. Мгновенные токи эмиттеров равны, но противофазны. Каждое из входных напряжений действует на выходной ток транзисторов одинаково, но поочередно и в противофазе с входным напряжением другого плеча. Однако для обеспечения режима транзисторов (см. ст. 24.18, 24.24) невозможно включить резистор с сопротивлением постоянному току R_Э→∞, поскольку при этом транзистор окажется отключенным от источника питания. Поэтому вместо резистора включают генератор стабильного тока (ГСТ, см. ст.24.18) с большим сопротивлением переменному и малым – постоянному току.

На практике часто целесообразно иметь несимметричный выход ДК от одного из коллекторов (или стоков) транзистора, снимая, например, напряжение

U_вых2 = K₂(U_вх1–U_вх2) + (К₂–К₁)U_вх2 = K₂(U_вх1–U_вх2) + (∆К)U_вх2,

где первое слагаемое – полезный эффект усиления, а второе, (∆К)U_вх2, – синфазная помеха, К₂ – коэф. передачи полезного разностного сигнала, а |К₂–К₁| – коэф. передачи синфазной помехи. Отношение К2/|К2–К1| – важный параметр ДК; его принято называть коэффициентом подавления синфазного сигнала, хотя синфазное напряжение в ДК – это всегда помеха:

k_псп = К2 / |К2–К1| = К2/∆К = R_Э/h_11Б.

Резистор R_Э с большим сопротивлением или ГСТ очень полезны также и для подавления синфазной помехи: они создают глубокую ООС Z-типа (см. ст.24.15) лишь для помехи, а ГСТ еще и не нарушает режима плеч ДК. Выраженное коэффициентом k_псп свойство подавлять на выходе внутренние и внешние помехи определяет потенциальную помехоустойчивость ДК, что является его основным достоинством.

Входное сопротивление ДК для синфазной помехи измеряют между перемкнутыми базами и корпусом (транзисторы включают параллельно), и по формулам для повторителя (см. ст.24.11) вычисляют

R_вх.сф = (r_КБ’/2)║(1+h₂₁)R_Э,

где r_КБ’, h₂₁ –сопротивление коллекторного перехода и коэф. передачи тока БТ с ОЭ, соответственно (см. Рис.24.18,в). Входное сопротивление ДК для полезного двухфазного сигнала (между базами транзистора)

R_вх.дф = 2h₁₁.

К параметрам ДК относят также входные токи плеч, свойственные и операционному усилителю (см. ст.24.17) с ДК на входе, для обеспечения помехоустойчивости ОУ.

Двухкаскадный балансный усилитель применяют для увеличения коэффициента k_псп. Для этого коллекторы с резисторами R1, R2 первого ДК соединяют с базами второго ДК. При симметрично нагруженном первом ДК коэф. передачи синфазной помехи

К_сф1 = R/(2R_Э),

а коэф. передачи двухфазного сигнала

К_дф1 = К2+К1 = SR_н1,

где R_н1= R║(R_вх.дф2/2). Тогда для двух ДК коэф. подавления синфазной помехи

k_псп = К_дф1/К_сф1 = 2/[(h_11Б/R_Э)(1+2R/R_вх.дф2)]

достигает 80¾ 100 дБ. Чтобы увеличить входное сопротивление ДК для двухфазного сигнала, используют составные транзисторы, например пару Дарлингтона (см. Рис.24.22,а), полевые транзисторы, а также и биполярные транзисторы со сверхвысоким коэффициентом передачи тока – супербета-БТ (β=h₂₁ порядка 1000). Последние – для уменьшения входных токов и их разности (см. ст. 24.17).

Дрейф «нуля» и способы его компенсации.В УПТ с гальваническими связями (см., напр., Рис.24.95) напряжение Е_БЭ (Е_ЗИ) на транзисторе второго и следующих каскадов представляет собой малую разность двух напряжений относительно корпуса: на коллекторе предыдущего и на эмиттере следующего каскада относительно общего провода. Незначительные флуктуации этих напряжений существенно изменяют смещение между базой и эмиттером второго каскада, что вызывает дрейф нулевого уровня на выходе УПТ. Различают дрейфы: медленный (с частотой менее 1 Гц) и быстрый (свыше 1 Гц). Медленная составляющая (основная часть дрейфа) обусловлена старением элементов, саморазогреванием транзисторов, а быстрая – флуктуациями источника питания, наводками, термо-ЭДС паянных и иных соединений, шумами мерцаний. Эти факторы действуют совместно с сигналом, вместе усиливаются и создают основные погрешности при обработке сообщений в УПТ.

Для количественных оценок помехоустойчивости УПТ дрейф от всех его элементов приводят ко входу как среднеквадратическую сумму составляющих. Уровнем дрейфа УПТ ограничивается снизу его динамический диапазон. Уменьшения дрейфа достигают элементами с термокомпенсацией (например, терморезисторами, см. ст. 24.18, 31.9), глубокой ООС, а также межкаскадной электрической изоляцией с применением оптронных пар (см. ниже) или модемов. Радикальный способ – применение балансных УПТ на базе дифференциальных каскадов, поскольку дрейф, как и большинство иных вредных воздействий, – синфазная помеха, приложенная одновременно к обоим плечам сбалансированного по ней моста.

Каскад снижения уровня(КСУ) – электронная цепь для получения нулевого потенциала на выходе ОУ в моменты нулевых значений входного сигнала. КСУ исключает постоянное напряжение питания из выходного сигнала с сообщением; позволяет обходиться без разделительных конденсаторов во внутренней структуре ОУ (см. ст. 24.17).

КСУ на двух транзисторах разной структуры смещает постоянный потенциал вниз с одновременным усилением сигнала. Например, составной биполярный транзистор (см. ст. 24.3) VT1VT2 структуры p–n–p (Рис.24.91) понижает уровень напряжения Е_вх1 на величину Е_БК1+E_БЭ2. Как показано на Рис.24.92, снижения уровня на существенную величину Е_ЗС>E_ЗИ достигают двумя полевыми транзисторами с каналами разной проводимости; в результате выходной потенциал E_вых=E_вх.2−E_ЗС.

В ИМС не всегда удается сформировать p-n-p-БТ с приемлемыми значениями параметров. Примеры широко распространенных КСУ на одном биполярном транзистре n–p–n-структуры показаны на Рис.24.93, 24.94.

Оба варианта – повторители (см. ст. 24.11) с резисторными делителями в эмиттерных цепях и с разным сопротивлением элементов постоянному и сигнальному току. Элементы делителя – резисторы или ГСТ, стабилитрон, полупроводниковый диод в качестве динамической нагрузки. Постоянный потенциал понижают элементы верхнего плеча делителя, с бόльшим сопротивлением, или элементы нижнего плеча, с малым сопротивлением постоянному току. Для Рис.24.93 выходной постоянный потенциал

Е_вых = R2(Е_вх–Е_БЭ) / (R1+R2) = Е_вхk_дел,

где k_дел<1 как для постоянного уровня, так и для сигнала, и в этом недостаток данного КСУ. Если же вместо резистора R2 включить ГСТ с малым сопротивлением постоянному току (см. ст.24.18), то Е_вых снизится:

Е_вых = Е_вх – Е_БЭ – I_ЭR1,

а полезный сигнал не уменьшится, потому что внутреннее сопротивление ГСТ переменному току большое. Сопротивление резистора R1 выбирают соизмеримым с внутренним сопротивлением ГСТ переменному току, что значительно понижает потенциал Е_вх. Однако коэф. передачи сигнала K<1. Второй недостаток КСУ с ГСТ – высокое выходное сопротивление, оно ограничивает сверху диапазон частот (см. ст.24.11) и мешает работе КСУ на емкостную нагрузку. Поэтому после такого КСУ включают обычный резисторный повторитель с малым сопротивлением R_вых, а для усиления сигнала иногда включают цепь положительной ОС.

Чтобы облегчить получение не только низкого, но даже нулевоговыходного потенциала, применяют симметричный биполярный источник питания (см. Рис.24.93, пунктир). Уровень Е_вых = 0 при |–E_п| = |+E_п|, если

|E_R2 | = |–E_п|, а |E_R1+E_KЭ|= |+E_п|.

Если вместо резистора R1 (показанного на Рис.24.93) включить стабилитрон VD1 (как на Рис.24.94), с напряжением стабилизации Е_ст, то постоянный уровень резко снизится:

Е_вых = Е_вх – Е_БЭ – Е_ст,

– а напряжение сигнала не уменьшится благодаря малому (в сравнении с R1) динамическому сопротивлению «зажженного» стабилитрона VD1. Стабилитроны уменьшают постоянный уровень на единицы – десятки вольт, но имеют ограниченный набор уровней напряжений и повышенный уровень шума. Поэтому для усиления слабых сигналов в КСУ вместо резистора R1(показанного на Рис.24.93)включают один или последовательную цепочку открытых диодов VD2VD3, как показано на Рис.24.94 пунктиром (VD₁ при этом удаляют). Поскольку динамическое сопротивление диодов мало, повторитель нагружен по сигналу лишь на резистор R2, а смещение на каждом p–n переходе снижается на несколько десятых вольта (для кремния – на 0,5 В), то есть

Е_вых = Е_вх – (N+1)Е_БЭ,

где N – количество диодов. Недостаток этого варианта КСУ – температурную зависимость напряжения на диодах и Е_БЭ – устраняет схема, показанная на Рис.24.93 с генератором стабильного тока, включенным вместо резистора R2.

Схемы КСУ на полевых транзисторах подобны рассмотренным на Рис.24.93 – 24. 94 вариантам с биполярными транзисторами.

Небалансные каскадыУПТпредставляют только исторический интерес, так как не обладает помехоустойчивостью дифференциального каскада. Небалансный УПТ обычно содержит не более трех транзисторных каскадов по следующим причинам. Резисторы R_Э1, R_Э2, R_Э3 (см. Рис.24.95) стабилизируют режим (Z-ООС по постоянному и переменному току – см. ст.24.15), одновременно участвуя в создании нежелательного обратного смещения на эмиттерах относительно баз. У идентичных БТ напряжения

E_Э2→E_KЭ+E_Э1, E_Э3→2E_KЭ+E_Э1,

так как E_БЭ<<(E_Э, E_KЭ). Поскольку значения E_KЭ, I_K трех подобранных БТ одинаковы, сопротивления резисторов должны быть в соотношении R_Э3>R_Э2>R_Э1, а R_K3<R_K2<R_K1, из-за чего коэф. усиления

K = SR_K / (1+SR_Э)

соответственно спадает: К₃<K₂<K₁. Если коэф. К<1, то дальнейшее увеличение количества каскадов нецелесообразно. Избыточный рост глубины ООС при увеличении R_Э устраняют заменой резисторов R_Э обратно смещенными стабилитронами (см. ст.30.7): их сопротивление току сигнала на участке стабилизации – доли ома, ООС неглубокая, R_К1=R_К2=R_К3 и усиления каскадов примерно одинаковые: SR_K3=SR_K2=SR_K1.

В УПТ с дополнительным источником питания Е_см (Рис.24.96) Е_вх2>Е_вх1 на величину Е_КБ1, а на коллекторе транзистора VT2 – еще больше (на величину Е _КБ2). Смещение можно свести к нулю, если E_см » E_К.VT2. Поскольку источник питания Е_см не заземлен и может вызвать наводки, вместо него включают стабилитрон VD (на рисунке показан пунктиром). Тока через источник питания Е_см в первом случае нет, а стабилитрон потребляет ток стабилизации. Значит, вариант УПТ со стабилитроном менее экономичен и дополнительно «шумит» (см. выше – КСУ).

Оптронная связь в усилителе постоянного тока применяется для полной взаимной гальванической развязки каскадов. Передача сигнала осуществляется с помощью оптронной пары излучатель – приемник (в литературе неудачно называемой «оптопарой»). Это дорогое, но радикальное электронное средство устранения дрейфа «нуля» в УПТ. Различают три вида оптронных пар (ОП): резистивную, диодную, транзисторную.

Резистивная ОП (Рис.24.97) в качестве излучателя имеет светодиод, а в качестве приемника – фоторезистор (см. ст. 29.17). Диодная ОП – это диод-излучатель и кремниевый фотодиод. Транзисторная ОП – светодиод и n–p–n-фототранзистор (см. ст. 29.11). Оптронная пара передает аналоговый сигнал из коллекторной цепи первого каскада к базовой – второго.

Резистивные ОП почти не имеют обратной передачи, их применяют в изолирующих усилителях для бесконтактного управления, например, медицинским оборудованием, в устройствах коммутации в широком диапазоне частот, в модуляторах УПТ с преобразованием сигнала. Диодные ОП используют в оптронных трансформаторах, которые имеют меньшую массу, чем импульсные, а также в усилителях класса D (см. Рис.24.47,б) для обособления БТ ключевых каскадов от предыдущих каскадов. Транзисторные ОП согласуют датчики сигналов со входными цепями УПТ, коммутируют большие токи на фоне больших уровней помех. Однако эти электронные приборы инерционны и имеют невысокие энергетические показатели [7].

24.9. КАСКАД МОЩНЫЙ выходной– каскад, предназначенный для создания достаточного уровня мощности в нагрузке – оконечном устройстве прибора. Для эффективного использования энергетического ресурса источника питания предельные амплитуды переменных выходных токов и напряжений у АЭ мощного каскада близки к их постоянным составляющим в рабочих точках или несколько превышают их. При этом существенно проявляется влияние нелинейности входных и передаточных ВАХ активного элемента и возникают нелинейные искажения сигнала –носителя сообщения.

Выбор АЭ для мощного каскада, кроме учета предельной частоты, основывается на допустимых значениях токов, напряжений, потерь мощности. Например, биполярный транзистор с общей базой, имеющий высокую линейность выходной характеристики (см. ст.24.3), реализует максимальную мощностьпри достаточно малом коэффициенте гармоник. Транзистор с общим эмиттером дает усиление мощностив β раз бόльшее, чем с общей базой. Транзистор с общим коллектором обеспечивает наилучшее согласование выхода каскадас низкоомной нагрузкой без трансформатора.

Отличительной особенностью проектирования мощногокаскада является то, что параметры нагрузки – характер и значение ее сопротивления – заданы заранее [3]. Исходя из требуемой мощности, выбирают тип и режим работы АЭ (см. ст.24.24), определяют мощность рассеяния, КПД, коэф. гармоник сигнала и энергоемкость источника питания. Расчеты выполняют графоаналитическим или численным методом.

Выбор вида выходного каскада по структуре (одно- или двухтактный, см. ст. 24.7) и по виду цепи связи с нагрузкой (резисторные, трансформаторные, дроссельные, конденсаторные, резонансные, бестрансформаторные или бесконденсаторные) определяется требуемой выходной мощностью и КПД мощного усилителя. КПД – отношение мощности полезного сигнала в нагрузке к потребляемой от источника питания

η = P_m.вых/P_ИП = U_mI_m/(2EI)_ИП

зависит от эффективности работы АЭ. При больших уровнях сигнала информативным параметром является коэф. использования тока ξ_i=I_m/I_ИП и напряжения ξ_u=U_m/E_ИП. Мощность рассеяния P_рас=P_ИП–P_m.вых для выбранного АЭ не должна превышать допустимого паспортного значения, поскольку именно рассеяние вызывает перегрев АЭ, снижение надежности и электрических показателей усилителя. При малом сопротивлении нагрузки R_н уменьшаются U_m и коэф. ξ_u, а при большом R_н снижаются выходной ток I_m и коэф. ξ_i. Поэтому существует оптимальное сопротивление нагрузки мощного каскада R_н, при котором произведение U_mI_m в выражении для КПД имеет максимальное значение. Однако при высоком КПД в мощных усилителях ощутимо проявляются нелинейности, параметр которых – коэф. гармоник – оценивают методом пяти ординат.

Метод пяти ординат – графоаналитический метод оценки нелинейных искажений через коэф. гармоник k_г выходного сигнала с помощью динамической характеристики (ДХ) каскада (см. также ст.19.1). Оценку проводят в три этапа:

— формируют сквозную динамическую ВАХ АЭ по семейству входных и выходных статических характеристик и нагрузочной прямой переменному току каскада (Рис.24.43);

— на полученной сквозной характеристике выделяют пять ординат – значений выходного тока в характерных точках;

— вычисляют значение k_г.

Например, согласно Рис.24.43,а (нижняя кривая, i_Б1) для выбранных значений i_Б1 и i_К1 из графика Рис.24.43, бcчитывают значение Е_БЭ1 как абсциссу точки пересечения входной характеристики БТ (Рис.24.43,б) и ординаты i_Б1. На Рис.24.43,вотмечают ординату сквозной характеристики i_К1, соответствующую i_Б1. По формуле

e_г1 = i_Б1R_г + E_БЭ1

(R_г – внутреннее сопротивление источника сигнала) находят абсциссу E_БЭ1 и отмечают первую точку сквозной динамической ВАХ (Рис.24.43,в) с координатами [i_К1,e_г1]. Аналогичные действия выполняют для пяти – семи значений тока i_К на выходных характеристиках транзистора (см. Рис.24.43,а), найденные точки соединяют и строят сквозную ВАХ каскада при известном сопротивлении источника сигнала R_г.