Теоретичні відомості і методичні вказівки. Компаратори займають проміжне положення між аналоговими й цифровими ІС й є найпростішими аналого-цифровими перетворювачами

Компаратори займають проміжне положення між аналоговими й цифровими ІС й є найпростішими аналого-цифровими перетворювачами. Напруга на їхньому виході встановлюється рівним напрузі балка. 0 або балка. 1 залежно від того, перевищує чи ні вхідна напруга опорне.

Точність роботи компаратора характеризується напругою, на яке необхідно перевищити опорне, щоб вихідна напруга досягла порога спрацьовування логічної схеми.

Швидкодія компараторів прийнята характеризувати «часом відновлення» . Це проміжок часу від початку порівняння до моменту, коли вихідна напруга досягає порога спрацьовування логічної схеми. При використанні стандартної методики виміру (рис. 2.28), коли на один вхід подається напруга перевантаження, рівне 100 мв, а на іншій - перепад напруги тієї ж полярності, але більшої амплітуди, час відраховує з моменту, коли напруга перевантаження й імпульсна напруга зрівняються. Різниця між амплітудами перепаду напруги й сигналу перевантаження називається напругою відновлення. Звичайний час відновлення приводиться для напруги відновлення, рівного 5 мв.

Час відновлення компараторів можна розбити на дві складові: час затримки й час наростання до граничної напруги спрацьовування логічної схеми. Використовуючи для побудови компаратора звичайні ДУ без ЗЗ, незалежно від швидкодії останніх важко одержати час відновлення менше 1 мкс, причому основній його складовій буде час затримки. Порозумівається це тим, що й у режимі перевантаження, нормальному для компаратора, як правило, насичуються транзистори підсилювальних каскадів ОП. Тому після зняття перевантаження потрібне значний час для розсмоктування накопиченого в базах транзисторів заряду. Це є основною причиною розробки спеціалізованих інтегральних компараторів напруги згодом відновлення менш 100 нс. Однак при порівнянні низькочастотних сигналів з високою точністю (десятки мікровольт) і вимоги мінімально споживаної потужності використання ОП виявляється переважніше. У цьому випадку час відновлення буде істотно залежати від смуги пропущення й швидкості наростання вихідної напруги ОП. Тому, застосовуючи підсилювачі із зовнішньою корекцією, необхідно пам'ятати, що при розімкнутої ЗЗ припустима мінімізація ємності кола коригувальної амплітудно-частотної характеристики ОП в період перемикання . Нижче наведені найцікавіші схеми порівняння на ОП й напівпровідникових компараторах.

Рис.2.28 - Перехідні характеристики компаратора

Однограничні компаратори. Реакція компаратора на перевищення вхідним сигналом заданого рівня називається амплітудною дискримінацією або детектированием рівня. У компараторах (табл. 5.1) коло ЗЗ формує на виході підсилювача сигнал, сумісний із вхідними рівнями ТТЛ-схем. При (табл. 5.1, а, б) напруга (передбачається, що напруга зсуву нуля скомпенсовано), стабілітрон і діод закриті, а ЗЗ розімкнута. Якщо вхідний сигнал зміниться на кілька десятків мікровольт у ту або іншу сторону, таким чином зміна. вихідної напруги буде становити одиниці вольтів завдяки великому коефіцієнту підсилення ОП й припиниться, як тільки відкриється діод або стабілітрон і коефіцієнт передачі по колі ЗЗ стане дорівнює одиниці. Якщо , то й при , де й - спадання напруги на стабілітроні й діоді відповідно.

Аналогічну функцію виконують напівпровідникові компаратори, які є ОП з убудованим колом формування на виході логічних напруг. Замінивши один або обидва резистори в схемі б табл. 5.1 конденсаторами можна зрівняти швидкість наростання з постійним сигналом (табл. 5.1, в) або швидкості зміни двох сигналів (табл. 5.1,г). Точність порівняння компараторів обмежує у першу чергу напруга зсуву нуля й вихідні струми й , а в деяких випадках (табл. 5.1,а) і кінцевий коефіцієнт ослаблення синфазного сигналу.

Прецизійний однограничний компаратор можна побудувати й на здвоєному компараторі середньої точності 521СА1, незважаючи на його низьке посилення в порівнянні з ОП. Завдяки дії високочастотної позитивної ЗЗ компаратор на рис. 2.28,а має чутливість близько 0,1 мв. Компаратор А1 порівнює вхідний сигнал з напругою . Сигнал, що виникає в момент рівності цих напруг, знімається із загального виходу обох компараторів і подається на вхід, що не інвертує, компаратора А2. У результаті дії позитивної ЗЗ вихідна напруга компаратора 521СА1 повністю перемикається й зберігається протягом часу спаду напруги на вході, що не інвертує, А2 до 5 мв. Після цього компаратор повертається у вихідний стан, якщо мв. При вхідному сигналі, період якого менше , вихідна напруга перемикається відповідно до зміни полярності напруги ( ), а чутливість дорівнює 0,1 мв при відрегульованому .

а) б)

Рис. 2.28 - Підвищення чутливості компараторів середньої точності 521СА1 (а) і 521СА5 (б)

Таблиця 5.1 - Однограничні компаратори

Структура	Передавальна характеристика	Напруга порога перемикання
а
б

Серед напівпровідникових компараторів середньої точності найбільше поширення в сучасних електронних апаратурах одержали 521СА2 і його вдосконалена модифікація в плоскому корпусі 521СА5. Однак ці компаратори мають недостатньо високу чутливість (близько 3 мв), і в них відсутній вихід, погоджений із КМОНП-логічними схемами. Усунути обидва недоліки без збільшення споживаної потужності можна за допомогою показаної на рис. 2.28, б схеми. До виходу компаратора підключається емітер зовнішнього транзистора VT1, на базу якого подана напруга, приблизно рівне граничному (1-1,5 У) для ТТЛ-схем. Транзистори VT1 й VT2 утворять диференціальний каскад (ДК) з генератором постійного струму в колі їх емітерів, виконаним на транзисторі VT3. Для повного перемикання струму в ДК із одного плеча в інше необхідно, щоб диференціальна напруга на базах транзисторів було більше 100 мв. Таким чином, щоб струм повністю перемкнувся з кола транзистора VT2 в коло транзистора VT1 або навпаки, необхідно змінити напругу на базі на 100 мв. Із цього треба, що при типовому для компараторів 521СА5 й 521СА2 коефіцієнті підсилення, рівному 10³, його чутливість стане 0,1 мв, що еквівалентно коефіцієнту підсилення 3 10⁴. Оскільки коло VT1 й управляється перемикаємим внутрішнім струмом компаратора, то збільшення споживаної потужності не відбувається. Крім того, сигнали на виході компаратора й додаткового каскаду збігаються по фазі.

Для нормальної роботи додаткового каскаду необхідно, щоб виконувалася нерівність . Це значить, що при перемиканні струму в транзистор повинен насичуватися при будь-яких й . Типове значення струму внутрішнього генератора в компараторі дорівнює 2 ма. Вихідна напруга балка. 0 дорівнює , а напруга балка. 1 - біля . При зміні від напруги балка. 1 до напруги лот,0 час перемикання буде становити приблизно 50 не, тобто майже не буде відрізнятися від власного часу перемикання компараторів. При зворотному перемиканні час буде визначатися постійної часу кола , де - ємність навантаження, підключеної к. При роботі компаратора на найпростіший КМОНП-вентиль і при ( ) цей час не перевищує 100 не. Змінюючи значення , можна одержати перепад напруги на виході додаткового каскаду будь-якої величини.

У прецизійних компараторах 521САЗ, 597САЗ при обробці високочастотних вхідних сигналів вплив статичних помилок можна усунути низькочастотної ЗЗ (рис. 2.29). Низькочастотні складові вхідного сигналу придушуються глибокої негативної ЗЗ по постійному струмі. Для високочастотного вхідного сигналу опір конденсатора З мало й дія негативної ЗЗ відсутній. Діод утворить коло заряду для конденсатора у фільтрі нижніх частот і зменшує тим самим час відновлення нормального режиму роботи пристрою. Якщо до цього часу не пред'являються особливі вимоги, то діод можна виключити. Для виключення дії негативної ЗЗ на чутливість компаратора постійна часу - кола повинна бути більше періоду вхідного сигналу, помноженого на коефіцієнт підсилення компаратора. Наведена схема із зазначеними номіналами елементів добре працює при частоті вхідного сигналу більше 1 кгц. Необхідно мати у виді, що зрушення фази в колі ЗЗ може перевищити припустиму величину, і це приведе до самозбудження компаратора. Останнє може трапитися, наприклад, при підключенні осцилографа з великою вхідною ємністю до виходу компаратора. У той же час на логічну схему пристрій може працювати нормально.

Рис. 2.29 - Зменшення статичної помилки в компараторі 521САЗ

Регенераторні компаратори. При дуже повільних змінах або малих амплітудах вихідного сигналу час перемикання однограничної схеми порівняння залежить від швидкості зміни вхідної напруги, частоти одиничного посилення й підсилювача. Для зменшення часу порівняння таких сигналів використають схеми порівняння з позитивної ЗЗ - регенераторні компаратори (табл. 5.2). Особливістю таких компараторів є наявність гістерезису передатної характеристики.

У схемі а регенераторному компараторі табл. 5.2 при негативному й близькому до нуля вхідній напрузі вихідна напруга позитивно, а напруга на вході, що не інвертує, визначає верхній поріг перемикання . Як тільки вхідна напруга досягає величини , струм у колі стабілітрона стає рівним нулю, а потім міняє напрямок і вихідну напругу ОП перемикається. Після цього на вході, що не інвертує, ОП встановлюється напруга, що відповідає нижньому порогу перемикання й рівне . Щоб тепер перемкнути компаратор у зворотний стан, амплітуда вхідної напруги повинне змінитися від до , тобто на напругу, рівна , котре й визначає напруга гістерезису.

Для одержання симетричної петлі гістерезису щодо опорної вхідної напруги максимальне й мінімальне значення вихідної напруги повинні бути рівні по абсолютній величині. Зміна за якимись причинами одного із цих рівнів викликає зсув гістерезису й, отже, розрахункової крапки спрацьовування компаратора, що приводить до збільшення погрішності порівняння. Цей недолік у значної, ступеня усувається включенням у схему керованого вихідною напругою ключа (польовий транзистор VT1 у схемі б табл. 5.2). Якщо опір транзистора VT1 у відкритому стані менше .100 Ом, те погрішність установлення порогів спрацьовування при використанні 1%-ных резисторів буде менше . Для збільшення швидкості перемикання транзистора VT1 діод шунтують конденсатором C, що прискорює розряд паразитної ємності джерело - затвор VT1.

Регенераторний компаратор з постійною напругою нижнього порога перемикання при регульованій напрузі гістерезису наведений на схемі в табл. 5.2. Завдяки включенню в схему діода VD1 коло позитивної ЗЗ розмивається при й на виході ОП встановлюється близьке до нуля напруга, обумовлена струмами витоку через діод VD2 і резистор R4. Якщо потім вхідна напруга зменшиться до напруги , вихідна напруга компаратора перемикається в протилежний стан. Вихідний сигнал можна знімати як з виходу ОП, так і зі стабілітрона. Перевага цього компаратора в тім, що напруга балка. 0 приблизно дорівнює нулю, а не , як в інших схемах. Це спрощує узгодження -вихідних напруг із ТТЛ-схемами. Резистор R3 включений для обмеження струму діодів. при високому рівні вихідної напруги, а резистор R4 забезпечує струм розряду ємності діода VD2 й збільшує навантажувальну здатність компаратора.

Сучасні напівпровідникові компаратори середньої точності (521СА1, 521СА2, 521СА5), що містять швидкодіючі диференціальні каскади й формувачі рівнів вихідної напруги, фактично працюють як лінійні підсилювачі із чутливістю одиниці мілівольт. Тому з їхньою допомогою при вхідних сигналах, що повільно змінюються, також неможливо сформувати чіткі фронт і зріз вихідної напруги при наявності на вході шумів або перешкод з амплітудами більше 0,1 мв. Порозумівається це в такий спосіб. Зазначені компаратори мають коефіцієнт підсилення . Отже, для повного перемикання їхньої вихідної напруги (від 0 до 3 В або навпаки) необхідно змінити диференціальний вхідний сигнал не менш чим на 3 мв. При вхідному сигналі, що повільно змінюється, зона чутливості компаратора проходиться за час , значно більше . Таким чином, при дії на вході шумів або перешкод компаратор, що працює як лінійний підсилювач протягом , буде підсилювати їх у 10³ раз. Тому за час на виході компаратора напруга буде довільно коливатися із частотою вхідні флуктуації. Дуже часто такий «дребезг» вихідної напруги неприпустимий, оскільки це приводить до погрішностей у роботі цифровий ІС підключеної до виходу компаратора. Найбільш ефективним засобом усунення впливу вхідні флуктуації напруги є, так само як для ОП, введення резистивного позитивного ЗЗ із виходу на вхід, що не інвертує, компаратора, т. е введення гістерезису передатної характеристики. Якщо напруга гістерезису , то вдається одержати чітке перемикання вихідної напруги незалежно від швидкості зміни вхідного диференціального сигналу. Однак у цьому випадку чутливість компаратора погіршується, тому що визначається напругою й затримка перемикання вихідної напруги стає залежної від швидкості зміни вхідного сигналу й миттєвого значення .

Вирішить зазначену вище проблему можна, включивши додатковий підсилювач у контур ЗЗ компаратора для компенсації гістерезису (рис. 5.4). Основним є компаратор А2, а компаратор А1 із транзисторами VT1, VT2 виконують функцію додаткового підсилювача, керованого вхідним сигналом і перемикаючим сигналами в контурі ЗЗ для компенсації гістерезису. Глибина позитивного ЗЗ компаратора А2 визначається відношенням , а компаратора А1 – відношенням .

Рис. 5.4 - Компенсація гістерезису в регенераторному компараторі

Таблиця 5.2 - Регенеративні компаратори

Структура	Передавальна характеристика	Напруга верхнього порога перемикання	Напруга нижнього порога перемикання	Напруга гістерезису передавальної характеристики
а
б
в

Напруга гістерезису компаратора А2 додається до вхідного сигналу або віднімається з нього залежно від полярності . За допомогою компаратора А1 можна усунути вплив гістерезису компаратора А2 на його чутливість відповідним підбором сигналу, що компенсує, який поступає з кола транзисторів VT1, VT2. При цьому не погіршується завадостійкість А2. Наприклад, установивши r=150 Ом, R=15 кОм, одержимо вихідне значення напруги гістерезису А1, рівне 30 мв (при амплітуді вихідного сигналу компараторів 3 В), завадостійкість 15 мв, а чутливість до змін вхідної напруги складе 5 мв, тобто в 3 рази вище, ніж звичайної схеми. Останнє справедливо тільки для . Одержати максимальне значення чутливості можна підстроюванням сигналу, що компенсує, R_п резистором Негативна напруга, необхідне для компенсації напруги зсуву компаратора А2, формується транзисторним підсилювачем на VT3 VT4.

У прецизійних компараторах відсутня розмитість фронту й зрізу вихідного імпульсу, якщо вхідний сигнал проходить зону чутливості за час менше t_п, опір джерела вхідного сигналу менше 1 кому й виводи для підключення напруги живлення зашунтовані конденсаторами ємністю більше 0,1 мкф. Для високоомного джерела (більше 10 кому) вхідного сигналу, при повільних його змінах, відсутності конденсаторів, шунтувальні виводи живлення, або при розміщенні цих конденсаторів на платі вдалині від компаратора генерується пачка імпульсів на його виході.

Для одного з найпоширеніших в апаратурах компараторів 521САЗ відомі спеціальні методи поліпшення перехідної характеристики в перерахованих вище несприятливих режимах. На відміну від компараторів середньої точності серії 521, у прецизійному компараторі 521САЗ є спеціальні виводи 5 й 6 для регулювання напруги зсуву нуля. Ці виводи можна використати для введення позитивної ЗЗ, не зачіпаючи входів компаратора (рис. 5.5,а). У цій схемі коло регулювальних резисторів R1, R2 може бути виключена, якщо не виробляється підстроювання напруги зсуву нуля. При високоомних резисторах на входах компаратора доцільно між виводами 2 й 3 включити шунтувальний конденсатор ємністю 100-1000 мкф. Зазначені на схемі опори резисторів R3, R4 забезпечують напруга гістерезису 1-2 мв. При цьому зміна напруги на резисторі R3, рівне 0,25 В, міняє струм у колі виводу 5, уводячи гістерезис по струму у вхідному каскаді компаратора. Показана на схемі коло R1R2 дозволяє регулювати напругу зсуву нуля в діапазоні мВ. Щоб збільшити напругу гістерезису, тобто нечутливість компаратора до вхідних сигналів, варто збільшувати опір R4.

Рис. 5.5 - Одержання гістерезису в компараторі 521САЗ використанням кола регулювання зсуву (а) і входів (б).

Для компараторів, що не мають спеціальних виводів для регулювання напруги зсуву нуля, рекомендується при введень позитивної ЗЗ використати додатковий дільник, підключений до джерела негативної напруги (рис. 5.5,6). Резистивний подільник R1, R2 забезпечує негативна напруга зсуву входу, що не інвертує, компаратора. Завдяки цьому напруга гістерезису, рівне , зміщається нижче нуля на величину, рівну .Таким чином, нижня границя гістерезису визначається напругою , а верхня - дорівнює .

Двопорогові компаратори. Компаратор, стан виходу якого змінюється два рази при збільшенні вхідного сигналу в деякому діапазоні, називають двухпороговим (табл. 5.3).

Найбільш простими й завдяки цьому найпоширенішими є бруківки двухпорогові компаратори (схема а табл. 5.3). Діодний міст включений у коло ЗЗ підсилювача. Зміна відбувається, як тільки вхідний струм I₁ перевищить або стане менше струму I₂, що віддає в міст колом зсуву. При зміні перемикаються діоди й змінюється значення коефіцієнта передачі по колі ЗЗ. Точність рівнів дискримінації й мінімальна ширина вікна обмежуються десятками мілівольтів через розкид падінь напруг на відкритих діодах. Схема має температурний дрейф граничних напруг порядку одиниць мілівольт на .

Якщо точність двопорогового компаратора може бути гірше 10 мв, а робоча частота повинна бути не менш 10 МГц, доцільно скористатися здвоєним компаратором 521СА1 (схема б табл. 5.3). Середина й ширина вікна дискримінації регулюється відповідно напругами й . Припустимі вхідні диференціальна й синфазна напруги компаратора рівні 5 В. Однак значення , і можуть бути збільшені з урахуванням дії дільників, утворених R1, R2 і напруг, що зменшують фактичне значення, прикладених до входів компаратора: ; ; . Вирівнюючи опору резисторів у вхідних колах компаратора, зменшують помилку, обумовлену його вхідними струмами.

Інтерес представляє показана в табл. 5.3 схема у двопорогового компаратора на одному ОП або напівпровідниковому компараторі. Ширина вікна дискримінації в цьому компараторі може змінюватися незалежно від граничних напруг регулюванням співвідношень опорів резисторів. Основними елементами схеми є стабілітрон, що виконує функцію джерела опорної напруги, і компаратор.

Таблиця 5.3 - Двопорогові компаратори

Структура	Передатна характеристика	Напруги верхнього (UВ) у нижнього (UН) порогів перемикання
а
б
в

При розрахунку компаратора зневажимо дією його вхідних струмів і припустимо рівними напруги діодів VD1, VD2. Коли вхідна напруга , те . У той же час, коли , те . Стабілітрон буде замкнений, поки напруга на вході . Коли , . У вихідному стані при встановлений низький рівень напруги на виході компаратора. При збільшенні , коли , установлюється високий рівень напруги на виході компаратора, а потім при напруга на його виході досягає свого вихідного значення. Таким чином, ширина вікна дискримінатора буде дорівнює . Недоліком цієї схеми є можливість третього перемикання вихідної напруги компаратора, якщо встановити більшим відношення . Третє перемикання вихідної напруги компаратора відбувається при .