Линейные усилители мощности

Предельное значение КПД линейных усилителей

Под линейными обычно понимают усилители, в которых управляемые (активные, усилительные) элементы (УЭ) работают в непрерывном режиме. Обобщенные структурные схемы линейных усилителей с последовательным и параллельным включением нагрузки (Н) изображены соответственно на рис 5.46 а, б.

Поскольку в случае параллельного включения нагрузки необходимо наличие дополнительного элемента - внутренней нагрузки (ВН), на которой теряется часть энергии источника питания (ИП), то такая схема при построении усилителей мощности практически не применяется, а используется в маломощных каскадах из-за удобства “заземления” управляющего элемента, источника питания и нагрузки.

а) б) Рис. 5.46. Схемы усилителей мощности: а) с последовательным и б) параллельным включением нагрузки

Рис. 5.47. Диаграмма выходного тока для однотактного усилителя мощности

а) б) Рис. 5.48. Схема двухтактного каскада (а) и диаграмма токов (б)

В схеме усилителя по рис. 5.46 а напряжение на нагрузке может иметь только одну полярность (за счет однополярного источника питания). В результате получение двуполярного (например, гармонического) сигнала в нагрузке возможно лишь с постоянным “пьедесталом” (рис. 5.47). Наличие “пьедестала” - потребление тока i⁰ от источника питания при отсутствии сигнала (в режиме “покоя”) - свидетельствует о низком КПД такого усилителя, называемого однотактным. Экономичный режим воспроизведения знакопеременного сигнала при отсутствии или незначительном потреблении энергии от источника питания в режиме “покоя” возможен в двухтактных схемах усилителей, одна из разновидностей которых приведена на рис. 5.48а. Эпюры токов в такой схеме изображены на рис. 5.48 б.

Определим факторы, обеспечивающие максимально возможное значение КПД двухтактного усилителя (рис. 5.48). По определению КПД (h) - это отношение мощности сигнала в нагрузке (Р_н) к мощности, потребляемой при этом от источника питания (Р_ип):

.

В общем случае значение КПД зависит от формы сигнала - U_н(t), i_н(t). Поэтому принято определять предельное значение КПД линейных усилителей при гармоническом сигнале в нагрузке

U_н(t)=U_mcosw t; i_н(t)=i_mcos(w t+j).

Тогда, полагая, что Е_ип=const и учитывая наличие в схеме двух источников, получим:

,

где - период сигнала, i_ип⁰ - постоянная составляющая источника питания.

Минимальное значение КПД (h=0) имеет место при чисто реактивной (емкостной или индуктивной) нагрузке, когда фазовый сдвиг между током и напряжением достигает 90° (j=p/2). В этом случае активная мощность в нагрузке не развивается и вся мощность, отбираемая от источника питания, рассеивается на управляемых элементах. При чисто активной нагрузке (j=0) имеем

.

Отсюда следует, что значение КПД зависит от коэффициента использования напряжения источника питания g_и = U_m/Е_ип и коэффициента использования тока источника питания g_i = i_m/i_ип⁰.

Из рис. 5.48а следует, что приращение напряжения в нагрузке одной полярности не может превышать напряжения источника питания одного плеча двухтактного каскада

U_m < Е_ип.

Степень этого неравенства зависит от вида вольтамперных характеристик управляемых элементов и способа их включения. На рис. 5.49 приведен пример графического построения эпюр напряжения и тока в нагрузке для одного плеча двухтактной схемы на биполярных транзисторах с режимом покоя в точке “А”.

Рис. 5.49. Диаграммы напряжения и тока для одного плеча двухтактной схемы

Из построений (рис. 5.49) хорошо видно, что коэффициент использования напряженияg_и<1 из-за наличия остаточного напряжения U₀.

Очевидно, что наиболее благоприятным в энергетическом смысле режимом работы линейных транзисторных усилителей является режим достижения заданной мощности в нагрузке при высоких значениях амплитуды напряжения и низких значениях амплитуды тока. При этом, с одной стороны, увеличивается отношение U_m/U₀, а с другой - уменьшается абсолютное значение U₀. Если при заданных нагрузке и мощности значения U_m и i_m оказываются неблагоприятными в указанном выше смысле, то можно, если это допустимо с других точек зрения, применить согласующийся трансформатор. Выбором коэффициента трансформации можно на выходе усилителя (на первичной обмотке) получить требуемое высокое значение напряжения при заданном низком его значении в нагрузке. С учетом сделанных замечаний предельное значение g_и®1.

Для определения максимального значения коэффициента g_i рассмотрим эпюру тока в цепи источника питания двухтактной схемы при заданном токе покоя i⁰ (рис. 5.50). Постоянная составляющая тока может быть подсчитана по соотношению

или, обозначив i⁰=e i_m,

.

i0 Рис. 5.50. Диаграмма выходного тока одного плеча двухтактного усилителя

Очевидно, что значение i_ип⁰, соответствующее максимуму g_i, достигается при e=0, когда g_i=p.

Полагая, что предельные значения g_и=1 и g_i=p, получаем максимальное значение КПД двухтактного каскада при гармоническом выходном сигнале

.

Мощность, рассеиваемая на каждом управляемом элементе, равна половине общей мощности потерь

0.41Р_н.

Рис. 5.51. Мостовая схема усилителя мощности

В случае, если требуемая мощность в нагрузке достигается при большой амплитуде напряжения, когда возникают затруднения с выбором транзистора с требуемым высоким значением U_{кэ доп}, используется мостовая схема (рис. 5.51). В этой схеме транзисторы работают попарно: при одной полярности сигнала открываются транзисторы V1 и V4, при другой - V2 и V3. Максимальная амплитуда сигнала в нагрузке равна

U_m=Е_ип-U₀

или (для случая U_m>>U₀) U_m » Е_ип. Это означает, что требуемое напряжение источника питания при одной и той же амплитуде сигнала в нагрузке в мостовой схеме почти в 2 раза ниже, чем в ранее рассмотренных схемах. В результате и требуемое значение U_{кэ доп} для транзисторов мостовой схемы также уменьшается в два раза. С другой стороны, при одинаковом напряжении источника питания в мостовой схеме можно получить в два раза большую амплитуду сигнала в нагрузке, что при одинаковой заданной мощности позволит снизить импульс тока через транзисторы в два раза по сравнению с не мостовыми схемами. Недостатками мостовой схемы являются существенное усложнение (два дополнительных мощных транзистора со схемами управления) и проблематичность введения обратной связи для стабилизации режима покоя.

Особенности использования современных мощных транзисторов

Рис. 5.52. Область безопасных режимов работы мощных транзисторов

Электронной промышленностью к настоящему времени освоено производство мощных транзисторов достаточно широкой номенклатуры. Однако при их использовании необходимо учитывать приводимые в справочных данных зависимости допустимой мощности рассеивания и напряжения коллекторного перехода от температуры корпуса, которая зависит от площади теплоотвода (радиатора) или от интенсивности обдува при использовании принудительного вентилирования. Кроме того, необходимо учитывать зависимость допустимой мощности рассеивания от значения коллекторного напряжения, которая дается в справочнике в виде зависимости допустимого тока коллектора от напряжения на коллекторе I_к=f(U_к), даваемой как для постоянных, так и импульсных значений P_k , I_k , U_k. На рис. 5.52 изображен примерный вид зависимости I_к=f(U_к). Максимально допустимой мощности рассеивания, указываемой в справочниках, соответствует лишь плоский участок зависимости, а при приближении напряжения к предельному произведение напряжения на допустимое значение тока становится намного меньше предельной мощности.

Рис. 5.53. Параллель- ное соединение мощ- ных транзисторов

Рис. 5.54. Схема Дарлингтона

Если не удается подобрать транзистор с соответствующими предельными характеристиками, то применяют параллельное соединение однотипных элементов (рис. 5.53). Поскольку зависимость предельных значений I_k=f(U_k) нелинейна, уменьшение тока через каждый транзистор в два раза (при соединении 2-х транзисторов), то допустимое напряжение U_k возрастает значительно резче. Для выравнивания токов через транзисторы в эмиттерные цепи включаются выравнивающие резисторы, сопротивление которых должно быть в несколько раз больше дифференциального сопротивления эмиттерного перехода (g_э) при максимальном токе коллектора.

Резисторы R_э являются элементами обратной связи и их включение приводит к снижению усилительных свойств транзисторов. Особенностью мощных транзисторов являются сравнительно низкие значения коэффициентов передачи по току, что обусловливает потребление значительной мощности от источника управляющего сигнала (или от каскада предварительного усиления).

Для снижения мощности управления применяется схема составного транзистора (схема Дарлингтона) (рис. 5.54), в котором ток управления уменьшен пропорционально усилению по току базы дополнительного транзистора VT1, который может быть значительно менее мощным, чем основной.

В настоящее время основное применение в усилителях мощности находят МДП-транзисторы, обладающие меньшими потерями и большей температурной устойчивостью.