Решетки излучателей с частотным сканированием

Расчет волноводно-щелевой решетки излучателей с частотным сканированием состоит из определения па­раметров волновода, возбуждающего щелевые излуча­тели, и расстояния между излучателями d с учетом ска­нирования луча в заданном угловом секторе, расчета излучателей и их связи с волноводом для обеспечения требуемого закона распределения излучаемой мощности вдоль решетки и расчета диаграммы направленности решетки.

Особенностью определения параметров волновода и расстояния d является то, что параметры волновода γ и d является то, что при заданных секторе сканирования ∆θ и рабочей длине волны λ связаны одним уравнением [(2.21) или (2.22)]. Поэтому для нахождения одной из искомых величин приходится предварительно задаваться остальными величи­нами, входящими в это уравнение. Например, чтобы опре­делить величину γ , надо задаться значением величин θ и d. Меняя значения величин θ и d можно получить несколько вариантов возможной волноводной возбуж­дающей системы, а затем выбрать тот из них, который позволяет лучше удовлетворить главным требованиям технического задания (например, минимальное измене­ние частоты при сканировании, малый коэффициент затухания в волноводе, высокая углочастотная чувстви­тельность решетки й т.д.).

Перейдем к изложению методики расчета волноводно-щелевой решетки излучателей с частотным сканировани­ем. С целыо облегчения изложения введем обозначения:

Р- мощность, излучаемая антенной, квт ;

λ_мин , λ_ср , λ_мах — соответственно минимальная, сред­няя и максимальная длины волн генератора, см;

— относительное изменение длины волны генератора, %.

Θ_мин, Θ_ср , Θ_мах —направление главного максимума диаграммы направленности соответственно при λ_мин , λ_ср , λ_мах , град ;

2θ_0.5 - ширина главного лепестка диаграммы направ­ленности на уровне, половинной мощности при λ= λ_ср , град.

Уравнение (2.22) на границах сектора сканирования, ограниченного, углами Θ_мах и Θ_мин имеет вид

При проектировании могут встретиться различные ва­рианты заданий. Приведем некоторые из них.

Вариант 1. Заданы Р, λ_ср , , 2, 2θ_0.5 . При про­ектировании определить возможный сектор сканирова­ния ∆θ.

Вариант 2. Заданы P, λ_ср , , 2θ_0.5, ∆θ . При про­ектировании определить возможное направление луча θ_ср

Вариант 3. Заданы Р, λ_ср , , 2θ_0.5 . При проекти­ровании определить направление луча θ_ср, для которого сектор сканирования ∆θ будет наибольшим.

Вариант 4. Заданы Р, λ_ср, 2θ_0.5 , θ_ср, ∆θ . При проекти­ровании обеспечить заданный сектор сканирования при возможно меньшем относительном изменении длины волны .

При расчете любого из вариантов рекомендуется пользоваться графиками рис. 2.9—2.12 и материалами, приведенными в § 2.1—2.3.

Рассмотрим примерную методику расчета для случая, когда заданы Р, λ_ср , , 2θ_0.5 , θ_ср и надо определить возможный сектор сканирования ∆θ .

1.Выбираем тип излучателей и номер рабочего луча. С учетом соображений, изложенных в § 2.3, выбираем в качестве излучателей антенной решетки щели, переменнофазно связанные с полем волновода, и номер луча n=0.

2.Пользуясь кривыми рис. 2.9, 2.10, 2.13, проводим прикидочный расчет возможных вариантов

ния заданного направления луча θ_ср. Исходя из задан­ных λ_ср и , находим длины волн λ_мах. и λ_мин. Рас­чет начинаем с выбора величины соответствующей γ_ср. Учитывая, что углочастотная чувствительность А [формула. (2.20)] будет больше при меньших γ, γ_ср жела­тельно выбирать меньше 0,5, однако при этом надо помнить, что при изменении частоты γ_мин может оказаться меньше 0,36 и потери в волноводе возрастут. По этой причине γ_ср близкое к величине 0,36 выбирать нецеле­сообразно. По графикам рис. 2.13 ориентировочно находим величину γ_ср при условии λ/d>1 для получения требуемого направления луча θ_ср . По кривым рис. 2.9, 2.10 для известных γ_ср и θ_ср находим величину 2a/d, которая для проектируемой антенны является конструктивным параметром и, следовательно, при частотном сканировании будет сохраняться неизменной. Далее определяем γ_мах и γ_{мин ,}найдя предварительно размер а волновода, соответствующий величине γ_ср. Для нахождения разме­ра а и замедлений γ_мах и γ_мин можно использовать формулу (2.16) или графики γ=γ(λ/2а)на рис. 2.8 или 2.9, 2.10. Для определения углов θ_мах и θ_мин на графике рис. 2.9, 2.10 находим точки пересечения вертикальных линий, соответствующих γ_мах и γ_мин с линией при 2a/d=const (значение параметра 2а/d было найдено выше). Если точка пересечения лежит выше линии n = 0, то такой режим неосуществим и рас­чет следует проделать заново, задавшись другой вели­чиной γ_ср. Обычно бывает желательным получить наи­больший сектор сканирования ∆θ при заданном относи­тельном изменении длины волны . Поэтому при расчете можно задаться двумя-тремя значениями γ_ср и найти наибольший возможный сектор.

Учитывая приближенность проделанного расчета, связанного с погрешностью определения расчетных ве­личин по графикам, далее производим уточнение этих величин (пункты 3—6).

3. Для выбранной величины γ_ср по уравнению (2.22) уточняем расстояние между излучателями:

Здесь следует проверить выполнение условия d ≤d_max при λ= λ_min [см. формулу (2.24)], во избежание появле­ния боковых главных максимумов.

экспоненциального, определение величин L_A, η_A и N можно производить так, как дано ниже в пп. 13-15.

13. Выбираем равномерный или экспоненциальный закон распределения излучаемой мощности вдоль ре­шетки излучателей и, исходя из заданной ширины глав­ного лепестка 2θ_0.5 , находим ориентировочно длину антенной решетки из формулы (2.15):

Lэф определяется из формулы (2.9) или (2.12) в пред­положении, что L =L_эф при λ= λ_ср.

Уточняем L_А проверкой выполнения условия 2θ^* _0.5 ≈2θ_0.5 , где 2θ^* _0.5 — ширина главного лепестка, опреде­ленная по формуле (2.14).

14. Определяем к. п. д. антенной решетки по форму­ле (2.8) или (2.11) на краях рабочего диапазона волн.

15. Находим число излучателей антенной решетки;

16*). Выбираем размеры щелевых излучателей и рас­положение их на стенке волновода с учетом выбранного закона распределения излучаемой мощности вдоль ре­шетки излучателей.

17*). Рассчитываем диаграмму направленности при λ= λ_min, λ_{ср ,} λ_max.

Определяем соответствие ширины главного лепестка диаграммы направленности требуе­мой и изменение ее при сканировании.

18*). Находим коэффициент направленного действия (к. н. д.) антенной решетки.

5. Составляем электрическую схему антенны.

5. Рассчитываем фидерный тракт, соединяющий передатчик с антенной.

Конструирование антенны ведется с'учетом ее при­менения.

Приведённая методика в основном сохраняется и при расчете других вариантов(2—4), меняется лишь п. 2.

Для варианта 2 прикидочный расчет (п. 2) для опре­деления направления луча θ_ср, при котором может быть получен требуемый сектор сканирования ∆θ, произво­дится с помощью графиков рис. 2,9 и 2.10. Так как углочастотная чувствительность будет большей при ма-

_______________________________

*) Пункты 16—18 выполняются по методике, изложенной в гл. 5.

лых γ, то, задавшись γ_мин близким к 0,36, определяем γ_мах способом, указанным в п. 2, Проведя две верти­кальные линии, соответствующие значениям γ_мин и γ_мах и горизонтальную линию λ /d=1, получим на графике область для выбора θ_ср , при котором, может быть полу­чен требуемый сектор сканирования. Расчет сводится к определению расстояния между излучателями кото­рое обеспечивает требуемый ∆θ при выбранных γ_мин и γ_{мах .} Используя кривые λ/d(γ) при 2a/d = const, на графике в полученной области находим кривую, при движении вдоль которой от γ_мах до γ_мин получаем тре­буемое значение ∆θ. Далее, определив

находим θ_ср . С п. 3 расчет ведется согласно методике, изложенной выше.

Для варианта 3 прикидочный расчет ведется анало­гично расчету для варианта 2 с тем лишь отличием, что определяется θ_ср, для которого ∆θ будет максимальным.

Для варианта 4 прикидочный расчет в п. 2 сводится к получению заданного сектора ∆θ при возможно мень­шем изменении длины волны, т. е. желательно, чтобы было небольшим. С этой целью по графику рис. 2.1З находим область замедлений, при которых воз­можно получить заданное направление θ_ср. Выбираем два-три значения γ_ср, соответствующие θ_ср. По задан­ным ∆θ и θ_ср находим границы сектора сканирования θ_мах и θ_мин. Для каждого из выбранных значений проделываем следующий расчёт. По γ_ср и λ_ср находим размер волновода а и определяем параметр Далее по графикам рис 2.9, 2.10 определяем значения и , соответствующие точкам пересечения прямых

с кривой при найденном параметре 2а/d. Длины волн определяются из формул:

а изменение длины находится из формулы ∆λ= , Повторив такой же расчет и для других значе­ний γ_ср, найдем новые значения ∆λ. В результате расчета определяем γ_ср, соответствующее меньшему изме­нению ∆λ , обеспечивающему требуемый сектор ∆θ.

Уточнение параметров антенны ведется далее, на­чиная с п. 3, по методике, изложенной выше.

При расчете варианта 4 может оказаться, что сектор сканирования ∆θ требуется значительный (например, ∆θ >ЗО°). В этом случае для уменьшения требуемой величины при сканировании можно использовать систему параллельных волноводов с разным расстоя­нием между излучателями. Каждый волновод при оди­наковом изменении будет обеспечивать сканиро­вание в соответствующем секторе, а сумма этих секто­ров должна быть равной полному сектору. Конструкция такой антенны будет более сложной, так как она долж­на состоять из нескольких волноводов, переключаю­щихся при переходе с одного сектора сканирования на другой. Методика расчета такой антенный несколько иная, чем одиночной волноводно-щелевой антенны, од­нако при расчете каждого из волноводов можно вос­пользоваться уже рассмотренной методикой. Разделе­ние полного сектора сканирования на составные и определение числа необходимых волноводов можно про­извести, используя графики рис. 2.10, 2.11, а также ра­боту [ЛО 10].

Литература

1. "Сканирующие антенные системы СВЧ", т. I и II. Пер. с англ., под ред. Г. Т. Маркова и А. Ф. Чаплина. Изд-во «Советское радио», 1966 и 1969.

2. S h n i i k i n H. Electronically scanned antennas. The Microwave Journ., I960, Dec., Ш 12, p. 67—72, 1961, Jan., № 1, p. 57—64.

Глава 3

КОММУТАЦИОННЫЕ ЛИНЕЙНЫЕ И ПЛОСКИЕ

РЕШЕТКИ

3.1. Коммутационный способ сканирования

Управление положением луча остронаправленной антенной решетки осуществляется изменением фазовых соотношений между токами в излучающих элементах. Для этой цели может быть использована система фазо­вращателей, включенных в фидерную систему, возбу­ждающую излучатели.

Основными недостатками электрически управляемых антенн с фазовращателями, обеспечивающими непре­рывное изменение фазы электромагнитных колебаний (ферритовыми, полупроводниковыми, сегнетоэлектрическими и т. д.), являются нестабильность (особенно тем­пературная) и неидентичность отражений от фазовра­щателей, сложность управляющих схем и высокие требования к стабильности источников питания фазо­вращателей. Эти недостатки имеются и в системах ди­скретного управления, когда на характеристике фазо­вращателей с непрерывным изменением фазы исполь­зуется ряд отдельных рабочих точек.

Указанные недостатки в значительной мере устра­няются при коммутационном методе управления диа­граммой направленности, предложенном проф. Л. Н. Де­рюгиным в 1960 г. [ЛО 10]. Сущность коммутационного метода состоит в отказе от проходных фазовращателей с непрерывным изменением фазы и использовании ком­мутаторов и коммутационных фазовращателей, на вы­ходе которых фаза электромагнитных колебаний прини­мает определенные фиксированные значения. Управле­ние лучом антенны сводится в этом случае к простей­шим операциям включения и выключения излучателей или ветвей фидерной системы.

Стабильность коммутационных антенн определяется тем, что управляющие фазой элементы (полупроводни ки, ферриты ,сегнетоэлектрики) работают в режиме, при котором используются только две крайние области их характеристик.

Кроме того, коммутационные антенны могут иметь более простое управляющее устройство, чем обычная антенна с параллельной схемой включения непрерыв­ных фазовращателей. Последнее связано с тем, что положение луча в пространстве определяется не вели­чиной управляющего напряжения, разной для различ­ных фазовращателей антенны, а лишь наличием его на тех или иных коммутаторах.

Однако коммутационные антенны имеют и ряд недостатков, важнейшим из кото­рых является наличие фразо­вых ошибок, определяемых тем, что фазы возбуждения излучателей меняются скачком и могут принимать только определенные значения. Это влечет за собой снижение к. н. д. антенны, увеличение уровня бокового излучения и скачкообразное перемещение луча.

Среди различных способов построения коммутацион­ных антенн можно выделить два наиболее характерных.

При первом способе каждый излучатель имеет определенный набор фаз, из которого производится выбор нужной фазы путем переключения коммутационного фазовращателя.

При втором способе на каждом участке антенны длиной в /2 размещаемся несколько излучателей, пи­таемых с различными фазами, и осуществляется их вы­борочное включение. Далее будут изложены некоторые аспекты расчета коммутационных антенн первого типа, поскольку реализация антенн с коммутируемыми излу­чателями встречает серьезные трудности, связанные с необходимостью размещения на малом участке антен­ны большого числа излучающих элементов и созданием значительного замедления фазовой скорости электро­магнитных' волн в фидере, возбуждающем излучатели.

Во всякой коммутационной антенне можно выделить три основные части (рис. 3.1): излучающую систему 1, систему фазовращателей 2 и распределитель 3.

Поступающая от генератора электромагнитная энергия де­лится в распределителе на части, относительная величи­на которых зависит от требуемого амплитудного распределения. Каждая из этих частей поступает в фазо­вращатель и соответствующий излучатель решетки.

3.2. Основные схемы распределения мощности и включения фазовращателей

Распределение высокочастотной мощности между из­лучателями, а также включение коммутационных фазо­вращателей может осуществляться по последовательной и параллельной схемам (рис. 3.2).

При последовательной схеме распределения мощ­ности в питающей линии поддерживается режим

бегущей волны и излучатели слабо связаны с линией. Фазовращатели в данном случае могут быть в свою очередь включены по параллельной или последователь­ной схеме (рис 3.3,а, б). Последовательное включение обычно не используется из-за высоких потерь, вносимых

фазовращателями, ограничения уровня подводимой мощности и жестких требований к точности установки фазы каждым фазовращателем. Кроме того, последова­тельное включение фазовращателей при коммутацион­ном методе управления лучом не обладает основным преимуществом последовательного включения, имею­щим место в антеннах с фазовращателями непрерывно­го действия и заключающимся в том, что при отклоне­нии луча все фазовращатели изменяют свою электрическую длину на одну и ту же величину. В коммутационных антеннах в случае последовательного включения фазовращателей переключение фазы в каждом из них при движении луча происходит по разным законам.

При последовательном распределении мощности и параллельном включении фазовращателей потери в ан­тенне в основном складываются из потерь в одном фазо­вращателе и мощности, рассеиваемой в нагрузке питаю­щего фидера. Последняя величина обычно составляет 5—10%. Распределение мощности может производиться в зависимости от типа используемой фидерной линий с помощью направленных ответвителей, резонансных щелей (рис. 3.3), коаксиальных тройников, волноводно - вибраторных элементов и т. д.

К. п. д. антенны с последовательной схемой распре­деления мощнрсти и параллельным включением фазо­вращателей равен

где Р_изл, Р_н , Р_ф — соответственно мощность излучения, мощность, поглощаемая в нагрузке фидера, и мощность потерь фазовращателя.

При параллельной схеме распределения мощности через каждый фазовращатель проходит только лишь часть излучаемой мощности, потери в линиях передачи уменьшаются и к. п. д. антенны примерно равен к. п. д. одного фазовращателя.

Параллельное питание может быть осуществлено различными способами, из которых некоторые могут быть пояснены с помощью схем, изображенных на рис. 3.4. В первой схеме постоянное деление мощности осуществляется с помощью волноводных тройников или кольцевых мостов. Другой разновидностью параллель­ной схемы распределения мощности является так называемая схема "эфирного" питания или схема квазиопти­ческого типа, когда система фазовращателей устанав­ливается в раскрыве антенны оптического типа (рупорно-параболической, зеркальной и т. д.) . При этом каждый фазовращатель с обеих сторон соединен из­лучателями, которые, с одной стороны, служат для приема, а с другой — для передачи электромагнитной энергии. Такие схемы намного упрощают распределение мощности, особенно при большом числе излучающих

элементов, из которых составлена антенна. В данном случае система фазовращателей с соответствующими излучателями представляет собой управляемую линзу.

В последовательной схеме распределения мощности величина связи излучателей с питающим фидером ха­рактеризуется коэффициентом связи [ЛО 9]:

где Р_п —мощность, излучаемая п-м излучателем; Р_Пр — мощность, проходящая дальше по линии.

Характер изменения величины а_n в решетке зависит от требуемого амплитудного распределения f(x). Методы расчета величины коэффициента связи даны в гл. 5.

Зная коэффициент связи a_n, можно рассчитать эле­менты связи. Необходимые соотношения для элементов связи различных типов приводятся в справочной литературе.[ЛО 17]