Ручная компенсация ОСП источника пассивной помехи.

В предыдущей лекции рассмотрение принципа подавления мешающих отражений схемой ЧПВ было выполнено для идеализированных условий, при которых в процессе облучения объекта отражения его удаление от РЛС остаётся неизменным (V_РП=0 ,F_ДП=0 ,j_ДП=0), флюктуации его ЭПР отсутствуют, а его облучение производится бесконечной последовательностью зондирующих радиоимпульсов. Со спектральной точки зрения (рис. 9.5) в этих условиях энергия мешающих отражений сосредоточена в бесконечно узких спектральных линиях, совпадающих по частоте с точками АЧХ F=kF_И, в которых коэффициент передачи схемы ЧПВ K(F_Д)=0; при этом схема ЧПВ полностью подавляет мешающие отражения. С временной точки зрения подавление периодически следующих помеховых импульсов объясняется их временной компенсацией, поскольку задержанный на период T_И импульс не отличается от не задержанного и, следовательно, результат вычитания их амплитуд равен нулю.

В реальных условиях, во-первых, источник мешающих отражений (морская поверхность, гидрометеоры, облако дипольных отражателей и др.) и корабль-носитель РЛС находятся в движении; во-вторых, вследствие ограниченного времени облучения и разброса скоростей элементарных отражателей в пределах разрешаемого объёма, спектральные линии размываются.

Относительное перемещение источника помехи со скоростью V_РП приводит к доплеровскому смещению частоты F_ДП и доплеровскому набегу фазы j_ДП. Со спектральной точки зрения это означает, что составляющие спектра пассивной помехи смещаются относительно провалов АЧХ схемы ЧПВ в области, где коэффициент передачи K(F_Д)>0 и, следовательно, полное подавление помехи не может быть обеспечено. На рис. 8.9 это положение соответствует АЧХ, представленной штриховой линией.

Относительная скорость перемещения помехи V_РП слагается из регулярной составляющей, вызванной движением корабля и средним значением скорости ветра, и случайной составляющей, вызванной хаотическими перемещениями элементарных отражателей источника пассивной помехи в пределах разрешаемого объёма.

С временной точки зрения полная компенсация помеховых видеоимпульсов в результате череспериодного вычитания может быть достигнута при равенстве их амплитуд на выходе фазового детектора (рис. 9.4, 9.6). Это условие выполняется при постоянстве разности фаз помеховых сигналов и опорного напряжения на входе ФД. Так как в процессе облучения движущегося источника пассивной помехи фаза отражённых от него сигналов под действием регулярной составляющей относительной скорости перемещения изменяется с доплеровской частотой , то постоянство разности фаз на входе ФД может быть обеспечено при таком же изменении фазы опорного (когерентного) напряжения. Меры, направленные на изменение фазы когерентного гетеродина в соответствии с относительным перемещением источника мешающих отражений, называются компенсацией собственного движения корабля и скорости ветра (КСД, КСП). Эта компенсация может осуществляться с участием оператора или автоматически.

до компенсации

после компенсации

В первом случае находят применение схемы смещения частоты когерентного гетеродина на величину частотной поправки, численно равной доплеровскому смещению частоты помехи

,

где V_K K_K- скорость и курс корабля-носителя РЛС;

V_В,П_В- скорость и пеленг ветра;

КУ_а- курсовой угол антенны.

Частотная поправка имеет небольшую величину. Так, например, при =50 м/с и λ=0,1 м величина поправки равна 1000 Гц, т.е. значительно меньше частоты опорного напряжения когерентного гетеродина, составляющей десятки МГц. Так как непосредственное смешивание таких частот встречает принципиальные трудности, то используют схемы двойного смешивания частоты. При этом частотная поправка вырабатывается специальной схемой КСД (рис. 9.10), в которую параметры движения корабля (V_K, K_K) и вращения антенны (КУ_а) вводятся автоматически, а скорость источника помехи (V_В, П_В) устанавливается (подбирается) оператором так, чтобы остатки не скомпенсированных помех на экранах индикаторных устройств были минимальными.

В схеме, показанной на рис. 9.10, в результате первого преобразования частота когерентного гетеродина понижается до величины f_кг-f₁ выделяемой фильтром Ф₁. Фильтр Ф₂ выделяет частоту опорного напряжения f_кг-F_ДП, формируемую с помощью управляемого гетеродина Г₂. При правильно установленных параметрах движения корабля, скорости и направления ветра изменение фазы опорного напряжения соответствует изменению фазы помеховых сигналов и АЧХ схемы ЧПВ смещается так (сплошная линия на рис. 9.9), что средние частоты спектров флюктуации совпадают с её нулевыми значениями; при таком совпадении обеспечиваются наилучшие условия подавления пассивной помехи.

Рис. 9.10. Схема компенсации и формирования опорного напряжения ФД

Вместе с тем, радиальная составляющая скорости помехи, как функция направления и скорости ветра, характеризуется высокой пространственно-временной изменчивостью и в некоторых условиях оператор не в состоянии отслеживать переменную скорость помехи на всех азимутальных направлениях. Это приводит к недокомпенсации скорости помехи и вызываетувеличение остатков вычитания, т.е. числа ложных отметок на выходе приёмного устройства.

В связи с этим большой интерес представляет возможность автоматизации процесса измерения доплеровского смещения частоты помехи F_ДП или доплеровского набега фазы за период повторения импульсов j_ДП=2πF_ДПТ_И=ω_ДПТ_И и использования этих величин в схемах ЧПВ для соответствующего смещения АЧХ.

ВТОРОЙ УЧЕБНЫЙ ВОПРОС: Автоматическая компенсация ОСП источника пассивной помехи в схемах доплеровской фильтрации.

Как видно из рис. 9.2, измерение доплеровского смещения частоты помехи F_ДП может быть выполнено набором доплеровских фильтров, АЧХ которых в своей совокупности перекрывают возможный диапазон изменения этой величины. Вместе с тем, поскольку доплеровский набег фазы за период повторения импульсов j_ДП=2πF_ДПТ_И является периодической функцией, то этот диапазон можно ограничить максимальным значением набега фазыj_ДП=2π, соответствующим доплеровскому смещению частоты F_ДП=F_И.

Рассмотрим принцип автоматического измерения доплеровского набега фазы при использовании схемы цифровой фильтрации.

Структурная схема устройства СДЦ с автоматическим измерением F_ДП(j_ДП) представлена на рис. 9.11. С выхода когерентного гетеродина (КГ) колебания промежуточной частоты поступают на фазорасщепитель, формирующий опорные напряжения для фазовых детекторов ФД-1 и ФД-2 двух квадратурных каналов. При поступлении на сигнальные входы фазовых детекторов помеховых радиоимпульсов на частоте видеоимпульсы на их выходах будут модулированы частотой F_ДП. С выходов АЦП-1 и АЦП-2 двоичные коды амплитуд квадратурных каналов направляются на вход схемы ЧПВ, а также в запоминающее устройство, осуществляющее, во-первых, задержку сигналов на один период повторения импульсов T_И для их дальнейшего использования в схеме ЧПВ, а, во вторых, накопление пачки из N помеховых импульсов.

В каждом интервале временной дискретизации, примерно равном длительности импульса РЛС, т. е. с тактовой частотой работы цифрового устройства, двоичные коды амплитуд N помеховых импульсов с двух квадратурных каналов (U₁ ,V₁ ,U₂ ,V₂ …U_N ,V_N ) поступают на блок доплеровской фильтрации, где выполняются три основных операции:

- дискретное преобразование Фурье пачки помеховых сигналов в интересах формирования спектра помехи, т. е. определения его спектральных составляющих;

- синтез доплеровских фильтров, т. е. умножение результатов дискретного преобразования Фурье на дискретные АЧХ синтезируемых доплеровских фильтров;

- формирование выходных сигналов на выходе каждого из доплеровских фильтров в виде обратного дискретного преобразования Фурье.

Ширина полосы пропускания каждого фильтра может оцениваться по величине доплеровского смещения частоты ΔF_Д или доплеровского набега фазы.

(9.24)

Величина ΔF_Д выбирается, исходя из длительности сигнала, т.е. времени формирования пачки или времени облучения τ_обл.

Допустим, что весь диапазон возможного изменения величины или величины перекрывается восьмью доплеровскими фильтрами, АЧХ которых показаны на рис. 9.12 (в качестве примера частота следования импульсов принята равной 800 Гц).

Синфазная и квадратурная составляющие выходных сигналов каждого из фильтров поступают на объединители квадратур ∑₀…∑₇, выходы которых подключены к дешифратору помехи.

Для определённой длины волны РЛС максимальное значение доплеровского смещения частоты помехи определяется ожидаемым максимальным значением относительной скорости перемещения источника помехи , зависящим от скорости движения корабля-носителя РЛС и скорости ветра. Если, например, принять, что , то в диапазоне λ=5...50см максимальное значение доплеровского смещения частоты помехи изменяется в пределах (600...60) Гц. Полученное таким образом значение определяет число фильтров, в которых можно ожидать появление помеховых сигналов.

Допустим, при λ=30 см величина F_ДП может находиться в пределах от 0 до 100 Гц; в этом случае помеховые сигналы (рис.9.12) могут иметь место в нулевом фильтре, а также в двух фильтрах (седьмом и первом), смежных с ним. При этом выходы только этих фильтров и подключаются к дешифратору помехи.

Достаточно глубокое перекрытие АЧХ синтезируемых фильтров в общем случае обеспечивает появление помехового сигнала одновременно на выходе по крайней мере двух смежных фильтров. На рис 9.13 в укрупнённом масштабе показаны АЧХ седьмого, нулевого и первого фильтров в пределах величины j_Д= 45⁰. Как следует и рисунка, при доплеровском набеге фазы, равном, например 10⁰, амплитуда помехового сигнала на выходе нулевого фильтра равна величине U₀₂; этот же сигнал на выходе первого фильтра будет иметь меньшую величину U₁₂. В дешифраторе помехи производится измерение этих амплитуд и вычисление величины j_ДП по их соотношению. Для кодирования вычисленного значения j_ДП интервал межпериодного набега фазы от –45⁰ до +45⁰ разбивается на дискретные значения. На рис. 9.13 в качестве примера показана дискретизация величины j_ДП в пределах от -7 до +7 единиц; в этом случае каждому измеренному значению величины j_ДП в двоичном коде будет соответствовать четырёхразрядное слово (4-ый разряд -знаковый).

Поскольку в большинстве случаев объекты отражения, формирующие пассивную помеху, характеризуются значительной пространственной неоднородностью, то измеренное в одном дискрете дальности значение j_ДП является величиной случайной. В связи с этим в блоке ДСЧП производят усреднение отсчётов величины j_ДП, измерено на нескольких десятках смежных позиций по дальности. Усреднённая величина в двоичном коде выдаётся в блоки sin и cos, где формируются коэффициенты ожидаемого доплеровского набега фазы помехи sin и cos , которые поступают в блок ЧПВ для компенсации относительного перемещения корабля и источника пассивной помехи.

Тем самым обеспечивается такое смещение АЧХ схемы ЧПВ (рис.8.9), при котором середины провалов АЧХ оказываются совмещёнными с серединами спектров флюктуаций пассивной помехи. На рис.9.12 показана АЧХ схемы ЧПВ при =0, т. е. при j_ДП =0 (сплошная линия), а также при предельных значениях доплеровского набега фазы помехи j_ДП = 45⁰ (штриховые линии).

Двоичные коды остатков череспериодного вычитания, т.е. не скомпенсированных остатков пассивных помех двух квадратурных каналов блока ЧПВ, поступают на объединитель квадратур S (рис.9.11), с выхода которого подаются непосредственно в устройство первичной обработки информации, а после цифро-аналогового преобразования - на индикаторные устройства РЛС.

ТРЕТИЙ УЧЕБНЫЙ ВОПРОС:Автоматическая компенсация ОСП источника пассивной помехи при использовании корреляционной обратной связи.

Непосредственное измерение доплеровского смещения частоты помехи по результатам спектрального анализа отражённых сигналов путём доплеровской фильтрации оказывается целесообразным и эффективным при достаточно большом времени облучения τ_обл. В этих условиях, особенно в коротковолновом диапазоне, ширина спектра флюктуаций пассивной помехи, а следовательно, и ширина полосы пропускания каждого доплеровского фильтра в основном определяется хаотическим характером перемещения элементарных отражателей в пределах разрешаемого объёма РЛС.

При малом (3..5) числе импульсов в пачке, особенно в РЛС длинноволнового диапазона, именно этот фактор становится определяющим в увеличении ширины спектра флюктуации помехи, а следовательно, в соответствующем увеличении ширины полосы пропускания фильтров. В этих условиях точность измерения величины F_ДП(j_ДП) становится низкой и не обеспечивает возможность её автоматической компенсации с достаточной эффективностью.

Вместе с тем, автоматическая компенсация пассивной помехи может быть выполнена и при малом числе импульсов в пачке путём использования остатков череспериодного вычитания для формирования корреляционной обратной связи (рис. 9.14). При использовании автокомпенсатора минимально необходимое число импульсов в пачке определяется кратностью череспериодного вычитания и необходимостью изменения межимпульсных интервалов в интересах уменьшения скоростных энергетических потерь полезных сигналов.

Автоматическая компенсация относительной скорости перемещения источника пассивной помехи осуществляется на основе череспериодного вычитания на промежуточной частоте прямого помехового радиоимпульса U₂(t), поступившего в текущем периоде повторения, и задержанного помехового импульса U₁(t), поступившего в предыдущем периоде повторения с тем же временем запаздывания t_з.

При череспериодном вычитании сигналов на промежуточной частоте относительное перемещение источника пассивной помехи со средней скоростью и случайные флюктуации помеховых отражений приводят к образованию остатков нескомпенсированных помех, величина которых определяется степенью декорреляции сравниваемых (вычитаемых) сигналов, т.е. является функцией их амплитудных и фазовых отличий.

Внесение фазовых и амплитудных изменений

Формирование сигнала обратной связи

на АД

Остаток вычитания

Задержанный сигнал

Прямой сигнал

В основу принципа автокомпенсации положена возможность использования этих остатков в схеме автоматического регулирования для формирования корреляционной обратной связи. Сущностью корреляционной обратной связи является внесение таких изменений фазы и амплитуды прямого сигнала U₂(t), которые уменьшают его фазовые и амплитудные отличия относительно задержанного сигнала, т. е. увеличивают степень их коррелированности, а следовательно, приводят к уменьшению величины остатка.

Комплексная амплитуда остатка череспериодного вычитания задержанного и прямого сигналов на выходе автокомпенсатора определяется соотношением

, (9.25)

где K- управляющий множитель.

Управляющий множитель

(9.26)

является сигналом обратной связи, который с точностью до постоянной равен корреляционному моменту , где - комплексно сопряжённая функция прямого сигнала помехи. Корреляционный момент характеризует степень статистической связи между двумя случайными функциями U₁(t) и U₂(t), т.е. Между напряжениями помехи в текущем и предыдущем периодах повторения.

Управляющий множитель K подаётся на управляемый элемент (умножитель), который и обеспечивает внесение необходимых фазовых и амплитудных изменений в прямой сигнал U₂(t).

При достаточной корреляции напряжений помехи U₂(t) и U₁(t) происходит её полная компенсация, т. е. остаток вычитания U_S(t) обращается в нуль.

Степень вносимых в прямой сигнал фазовых и амплитудных изменений определяется величиной остатка, т. е. уровнем фазовых и амплитудных отличий задержанного и прямого сигналов. Так как сигналы, отражённые от движущейся цели, характеризуются большей степенью декорреляции, чем мешающие отражения, то без принятия специальных мер полезные сигналы будут подавлены (автоматически скомпенсированы) в большей степени. Для исключения возможности подавления полезных сигналов постоянная времени, т.е. время отработки (отслеживания) схемы автокомпенсатора должна быть больше длительности импульса РЛС. В связи с этим автокомпенсатор обеспечивает подавление коррелированных помеховых сигналов, длительность которых превышает длительность полезных, т.е. отражённых от движущейся цели, импульсов.

Эффективность автокомпенсации пассивной помехи существенно зависит от формы огибающей спектра её флюктуаций. Если в пределах разрешаемого объёма РЛС находится один источник мешающих отражений, обладающий средней относительной скоростью перемещения , то спектр флюктуаций является одномодовым, т.е. имеет один максимум. Если же в пределах разрешаемого объёма находится два или несколько источников мешающих отражений, перемещающихся с различными скоростями, то спектр флюктуаций становится двух или многомодовым. В этих условиях автокомпенсатор "настраивается" на одну из помех, а вторая помеха компенсируется в значительно меньшей степени.