РАЗДЕЛ 2. АНАЛОГОВЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ МИКРОСХЕМЫ

Лекция 5.Операционные усилители

Устройство и принцип действия.Операционным усилителем (ОУ) называют усилитель напряжения, предназначенный для выполнения различных операций с аналоговыми сигналами: их усиление или ослабление, сложение или вычитание, интегрирование или дифференцирование, логарифмирование или потенцирование, преобразование их формы и др. [1,2,5,6,8]. Все эти операции ОУ выполняет с помощью цепей положительной и отрицательной обратной связи, в состав которых могут входить сопротивления, емкости и индуктивности, диоды, стабилитроны, транзи­сторы и некоторые другие электронные элементы. Поскольку все операции, выполняемые при помощи ОУ, могут иметь нормированную погрешность, то к его характеристикам предъявляются определенные требования.

Требования эти в основном сводятся к тому, чтобы ОУ как можно ближе соответствовал идеальному источнику напряжения, управляемому напряжением: бесконечно большой коэффициент усиления. А это значит, что входное сопротивление ОУ должно быть равно бесконечности, и, следовательно, входной ток должен быть равен нулю. Выходное сопротивление должно быть равно нулю, а, следовательно, нагрузка не должна влиять на выходное напряжение. Частотный диапазон усиливаемых сигналов должен простираться от постоянного напряжения до очень высокой частоты. Поскольку коэффициент усиления ОУ очень велик, то при конечном значении выходного напряжения напряжение на его входе должно быть близким к нулю.

Входная цепь ОУ обычно выполняется по дифференциальной схеме, а это значит, что входные сигналы можно подавать на любой из двух входов, один из которых изменяет полярность выходного напряжения и поэтому называется инвертирующим, а другой не изменяет полярности выходного напряжения и называется — неинвертирующим. Условное схематическое обозначение диф­ференциального операционного усилителя приведено на рис. 5.1, а. Инвертирую­щий вход можно отмечать кружочком или писать около него знак минус (-). Неинвертирующий вход или совсем не отмечается, или около него пишется знак плюс (+). Два вывода ОУ используются для подачи на него напряжения питания +Е_п и –Е_п. Положительное и отрицательное напряжения питания обычно имеют одно и то же значение, а их общий вывод одновременно является общим выводом для входных и выходного сигналов (в дальнейшем выводы питания изображаться не будут).

Если один из двух входов ОУ соединить с общим выводом, то можно получить два ОУ с одним входом, один из которых будет инвертирующим (рис. 5.1, б), а другой – неинвертирующим (рис. 5.1, в).

Рис. 5.1. Схематическое изображение дифференциального операционного

усилителя (а), инвертирующего (б) и неинвертирующего (в) усилителей

Выходное напряжение для дифференциального усилителя определяется по формуле

U_вых=(U_вх1-U_вх2)К , (5.1)

где К → ∞ – коэффициент усиления ОУ.

Для инвертирующего ОУ выходное напряжение равно U_вых=-U_вх2К, а для неинвертирующего U_вых=U_вх1К. Разностное напряжение (U_вх1-U_вх2)=U_диф – называют дифференциальным входным сигналом. По сути дела, это напряжение приложено между инвертирующим и неинвертирующим входами ОУ.

Дифференциальный ОУ можно заменить его схемой замещения. Для идеального ОУ можно воспользоваться схемой замещения, приведенной на рис. 5.2. В этой схеме замещения на выходе включен источник напряжения U_вых, управ­ляе­мый дифференциальным входным нап­­ряжением U_диф=U_вх1-U_вх2 в со­от­ветствии с уравнением (5.1).

Рис. 5.2. Схема замещения идеального

дифференциального операционного

усилителя

Входные токи в этой схеме отсут­ствуют, так как входное сопротивление ОУ считается равным бесконечности. Так как выходное напряжение ОУ есть конечная величина (обычно не более 20 вольт), а коэффициент усиления усилителя К бесконечно велик (типичное значение 100000), то

U_вх1 – U_вх2 = U_вых / К » 0 и U_вх1=U_вх2 .

Отмеченные обстоятельства важны при анализе различных схем на ОУ, поэтому целесообразно сформулировать их в виде двух правил:

Правило 1. При работе ОУ в линейной области характеристики напряжения на его входах имеют одинаковые значения (U_вх1=U_вх2).

Правило 2. Входные токи для обоих входов ОУ равны нулю.

Рассмотрим различные практические схемы на базе ОУ.

Инвертирующий усилитель.На рис. 5.3 представлена базовая прин­ципиальная схема инвертирующего усилителя. Выражение для её

коэффициента усиления определяется, исходя из следующих сооб­ражений.

Рис.5.3. Схема инвертирующего усилителя

Поскольку неинвертирующий вход заземлён, его потенциал равен нулю. Тогда в соответствии с правилом 1 потенциал инвертирующего входа (точка а) также равен нулю (так называемая виртуальная земля). В соответствии с первым законом Кирхгофа с учётом правила 2 можно записать

I_вх = I₀ . (5.2) На основании закона Ома для участка цепи имеем и . Поскольку потенциал т. а равен нулю на основании положения правила 1, то подстановка выражений для токов в (5.2) даёт , откуда получим

. (5.3)

Таким образом, данная схема инвертирует входной сигнал, и коэффициент усиления инвертирующего усилителя равен .

Неинвертирующий усилитель.На рис.5.4

Рис.5.4. Схема неинвертирующего усилителя

представлена вторая базовая схема на ОУ – неинвертирующий усилитель. По правилу 2 ток I₀ должен течь через резисторы R₀ и R_вх на землю, не ответвляясь на ОУ, поэтому можно записать .

Согласно правилу 1, на инвертирующем входе также действует входное напряжение U_вх, поэтому . Теперь можем записать, что

. Откуда получим

. (5.4)

Следовательно, рассмотренная схема входной сигнал не инвертирует, её коэффициент усиления положителен и всегда больше или равен единице. Входное сопротивление схемы близко к бесконечности.

Ввиду того, что сопротивление проводников, обеспечивающих подсоединение резисторов в схемах усилителей, отлично от нуля, то для исключения их влияния на величины коэффициентов передачи следует номиналы резисторов R_вх и R₀ устанавливать в несколько кОм.

Усилитель с единичным коэффициентом усиления.Если в не-

Рис.5.5. Схема усилителя с единичным

коэффициентом усиления

инвертирующем усилителе положить R_вх равным бесконечности (разорвать эту цепь), а R₀ установить равным нулю, то мы придём к схеме, изображённой на рис.5.5. Согласно правилу 1, напряжение на инвертирующем входе ОУ должно равняться входному напряжению U_вх. С другой стороны, инвертирующий вход соединён с выходом схемы. Следовательно, U_вых = U_вх, то есть выходное напряжение повторяет входное.

Такая схема повторителя напряжения используется в качестве усилителя с большим значением входного сопротивления, обеспечивая развязку предыдущего каскада электронной схемы от нагрузочного влияния следующих за ним каскадов. Она используется в качестве входного каскада при работе электронных схем с маломощными датчиками неэлектрических величин.

Сумматор (суммирующий усилитель).Инвертирующий усили-

Рис.5.6. Схема сумматора

тель может суммировать несколько входных напряжений. Каждое входное напряжение соединяется с инвертирующим входом ОУ через отдельный резистор. В этом случае инвертирующий вход принято называть суммирующей точкой, поскольку здесь суммируются все входные токи и ток обратной связи. Принципиальная схема сумматора представлена на рис. 5.6. Из равенства нулю напряжения на инвертирующем входе и нулевого значения входного тока усилителя следует

и , , … .

Так как на инвертирующем входе действует нулевое напряжение, то . После соответствующих подстановок получаем

, (5.5)

где - коэффициент передачи сумматора по i-му входу.

Как видно из (5.5), резистор R₀ влияет на все коэффициенты передачи в схеме, а резисторы R₁, R₂, …R_n определяют индивидуальные значения весовых коэффициентов для соответствующих каналов ввода суммируемых напряжений. Кстати, входное сопротивление сумматора по i-му входу практически совпадает с соответствующим R_i.

При построении схем на реальных ОУ необходимо обеспечить, исходя из общей теории их работы, равенство проводимости цепей, подключённых к обеим входным клеммам усилителя,. Из этого условия к неинвертирующему входу ОУ должен подключаться резистор соответствующего номинала, соединённый вторым своим выводом с землёй.

Схемы интеграторов тока и напряжения приведены на рис.5.7. Для схемы интегратора тока (рис.5.7,а) на основании правил 1 и 2 можно записать уравнения i_вх= i_с, , откуда получаем значение выходного напряжения . (5.6)

Аналогично, можно записать для интегратора напряжения (рис.

5.7,б) значение выходного напряжения, если учесть, что i_вх=U_вх/R ,

Рис. 5.7 . Схемы интегратора тока (а) и интегратора напряжения (б) на

дифференциальном ОУ

. (5.7)

Кроме линейных элементов в цепи обратной связи ОУ могут быть включены различные нелинейные элементы: диоды, стабилитроны, транзисторы и др., обеспечивая необходимый вид реализуемой функции.

Схема сумматора на рис.5.6 может выполнять операцию вычитания при задании одному из слагаемых напряжений полярность с противоположным знаком. Эту же операцию вычитания может реализовывать схема на рис.5.8 при задании входных напряжений одного знака на оба входа ОУ. Все резисторы одного номинала: R₁=R₂=R₃=R₄=R. Для обоснования вида реализуемой схемой зависимости воспользуемся сформулированными выше правилами 1 и 2, из которых следует одинаковость потенциалов точек а и б и равенство токов I₁ и I₀. Потенциал точки б на основании закона Ома

Рис.5.8. Вычитатель

.

Запишем выражения для токов I₁ и I₀ через падения напряжений на участках цепи и приравняем их:

, , то есть .

Учитывая равенство всех сопротивлений схемы и подставляя значение потенциала U_а, имеем , то есть .

Во многих устройствах обработки аналоговых сигналов, например в измерительных схемах, необходимо выделение либо составляющих только одной полярности (однополупериодное выпрямление), либо определение абсолютного значения сигнала (двухполупериодное выпрямление). Эти операции могут быть реализованы на пассивных диодно-резистивных цепях, но значительное прямое падение напряжения на диодах (0,5 – 1 В) и нелинейность его вольтамперной характеристики вносят в этом случае значительные погрешности, особенно при обработке слабых сигналов. Применение ОУ позволяет в значительной степени ослабить влияние реальных характеристик диодов.

Схемы однополупериодных выпрямителей, приведенные на рис. 5.9, отличаются друг от друга передаваемой волной входного сигнала (положительной или отрицательной) и знаком коэффициента передачи (инвертирующие и неинвертирующие). Неинвертирующие однополупериодные выпрямители имеют более высокое входное сопротивление, чем инвертирующие.

В инвертирующем выпрямителе (рис.5.9 справа верхний) диод VD₁ открывается на отрицательной полуволне сигнала, обеспечивая его передачу на выход с коэффициентом »1, определяемым отношением резисторов (R₂+R_VD1) и R₁ (R₁=R₂=10кОм, R_VD»50 Ом). Диод VD₂ смещен при этом в обратном направлении. Противоположная фаза напряжения на выходе инвертирующего усилителя замыкает через VD₂ цепь обрат­ной связи, обеспечивая почти нулевую величину коэффициента пере­да­чи усилителя ( »0). Неинвертирующий выпрямитель при

Рис. 5.9. Схемы однополупериодных выпрямителей

передаче пропускаемой полуволны работает примерно также, однако их функционирование в режиме отсечки существенно различается Как в инвертирующем, так и в неинвертирующем выпрямителях диод VD₂ введен для повышения их быстродействия. Если убрать этот диод, то в режиме отсечки ОУ входит в состояние насыщения. При пе-

реходе в режим пропускания ОУ сначала должен выйти из состояния насыщения и далее увеличивать выходное напряжение до уровня открывания диода VD₁. Введение диода VD₂ предотвращает насыщение ОУ и ограничивает перепад его выходного напряжения при смене полярности входного сигнала. В неинвертирующей схеме диод VD₂ обеспечивает ограничение выходного напряжения ОУ путем замыкания его выхода на землю, поэтому ОУ должен допускать короткое замыкание на выходе в течение неограниченного времени. Кроме того, в неинвертирующей схеме операционный усилитель должен иметь большое допустимое дифференциальное входное напряжение и малое время восстановления из режима ограничения выходного тока.

Существенным недостатком представленных выше схем является их высокое выходное сопротивление, имеющее, к тому же, нелинейный характер.

Двухполупериодные выпрямители. Наиболее просто реализуются прецизионные двухполупериодные выпрямители с незаземленной нагрузкой, например, стрелочным миллиамперметром. Схема такого устройства приведена на рис.5.10. Здесь операционный усилитель служит в качестве управляемого по напряжению источника тока. Поэтому выходной ток не зависит от падения напряжения на диодах и сопротивления нагрузки R_н.

Рис.5.10. Двухполупериодный выпрямитель

с незаземлённой нагрузкой

Мостовая схема выпрямляет обе полувол­ны входного сигнала, при этом выпрямленный ток протекает через нагрузку: I_вых=|U_вх|/R . Cхема имеет высокое входное сопротивление.

Лучшие характеристики имеет схема, приведенная на рис.5.11, в которой применено инвертирующее включение операционных усилителей. Схема содержит сумматор на ОУ₂ и однополупериодный выпрямитель на ОУ₁ (см. левую нижнюю схему на рис.5.9). Сигналы на ОУ₂ поступают по каналу ‘a’- U_a=U_вх и по каналу ‘b’ после некоторого преобразования в цепи ОУ₁.

Рис. 5.11. Схема двухполупе­ри­-

одного выпрямителя с работой

ОУ в линейном режиме

Прежде всего рассмотрим принцип работы ОУ₁. При положительном входном напряжении он работает как инвертирующий усилитель (рис.5.12,а). В этом случае напряжение U₂ отрицательно, т.е. диод VD₁ проводит, а VD₂ закрыт, поэтому U₁ = –U_вх. При отрицательном входном напряжении U₂ положительно, т.е. диод VD₁ закрыт, а VD₂ проводит и замыкает цепь отрицательной обратной связи усилителя, которая препятствует насыщению усилителя ОУ₁ - коэффициент усиления полуволны около нуля (рис.5.12,б). Поэтому точка сум­мирования остается под нуле­вым потенциалом. Поскольку диод VD₁ закрыт, напряжение U₁ во второй полупериод также равно нулю. Справедливы соотношения (рис.5.12,б):

Рис.5.12. Формирование двухполупериодного

выпрямления в схеме рис.5.11

Одновременно по каналу ‘a’ на вход сум­матора поступает U_вх=U_a. Коэффициент передачи сумматора по каналу ‘a’ равен -1, а по каналу ‘b’ равен -2. Поэтому раздельное действие каналов ОУ₂ приводит к картине выходных напряжений на рис.5.12,в. В итоге формируется выходное напряжение по рис.5.12,г.

Следовательно, подключение сумматора на ОУ₂ обеспечивает двухполупериодное выпрямление. Сумматор формирует напряжение

U_вых = –(U_вх + 2U₁), и

(5.8)

Это и есть искомая функция двухполупериодного выпрямителя.

Достоинством рассмотренной схемы является равное входное сопротивление для разных полярностей входного сигнала и отсутствие синфазного напряжения на входах усилителей.

Контрольные вопросы.

1. Какой смысл закладывается в слово «операционный» в названии операционных усилителей ОУ?

2. Каким требованиям должна соответствовать электронная схема, чтобы её можно было бы назвать операционным усилителем?

3. Чем отличаются входные клеммы операционного усилителя?

4. Как на принципиальных электрических схемах идентифицируют входные клеммы операционного усилителя?

5. Поясните вывод формулы выходного напряжения для инвертирующей схемы включения ОУ, каков вид его выходной характеристики.

6. Поясните вывод формулы выходного напряжения для неинвертирующей схемы включения ОУ, каков вид его выходной характеристики.

7. Какова практическая ценность схемы ОУ с единичным коэффициентом усиления?

8. Поясните работу схемы двухполупериодного выпрямления переменного тока? Почему эта схема нашла применение при выпрямлении сигналов малой амплитуды различных датчиков?

9. Предложите схему моделирования уравнения . Рассчитайте параметры схемы, проверьте её работу на ПЭВМ для двух комбинаций входных сигналов. Оцените её метрологию.

10. Проверьте на ПЭВМ работу двухполупериодного выпрямителя для входного напряжения переменного тока 0-200 мВ. Постройте функцию U_вых=φ(U_вх).

Лекция 6. АНАЛОГОВЫЕ КОМПАРАТОРЫ

НАПРЯЖЕНИЯ

Компараторами напряжения называют интегральные микро­схемы, предназначенные для сравнения двух напряжений и выдачи результата сравнения в логической форме: больше или меньше [1,2,6,8,9,10]. По сути дела, компаратор напряжения чувствителен к полярности напряжения, приложенного между его сигнальными входами. Напряжение на выходе будет иметь высокий уровень U¹_вых всякий раз, когда разность напряжений между его неинвертирующим (U_оп) и инвертирующим (U_вх) сигнальными входами положительна и, наоборот, когда разностное напряжение отрицательно, то выходное напряжение компаратора соответствует логическому нулю U⁰_вых. Аналоговый компаратор предназначен для сравнения непрерывно изменяющегося входного сигнала U_вх на его инвертирующем входе с опорным сиг­налом U_оп на неинвертирующем. Выходное напряжение U_вых - диск­ретный или логический сигнал, определяемый соотно­ше­нием (6.1):

(6.1)

Графическая зависимость выходного напряжения от разности входных напряжений приведена на рис.6.1,а, а условное схемати­чес­кое обозначение компаратора приведено на рис. 6.1,б.

Рис.6.1. Передаточная характеристика (а) и условное изображение стробиру-емых компараторов по уровню (б) и

фронту (в)

Как видно из обозначения, компаратор напряжения помимо основных сигнальных входов может иметь служебные входы различ­ного назначения: стробирования, согласования уровней и др.

Упрощённая структурная схема компаратора напряжения приведена на рис.6.2. Она состоит из входного дифференциального каскада ДК, устройства смещения уровней и выходной логики.

Рис.6.2. Упрощённая структурная

схема компаратора

Входной дифференциальный кас­кад формирует и обеспечивает основ­ное усиление разностного сигнала. Помимо этого он позволяет осущес­т­влять балансировку выхода при помощи внешнего подстроечного резистора и корректировку напряжения смещения нулевого уровня в пределах 1=2 мВ, возникающего в дифференциальном каскаде. С помощью балансировки можно также установить предпочтительное начальное состояние выхода.

Входы стробирования предназначены для фиксации момента времени, когда происходит сравнение входных сигналов и выдача результата сравнения на выход. Для этого на вход стробирования подаётся импульсный сигнал разрешения сравнения. Результаты сравнения могут появиться на выходе компаратора только во время строба или могут фиксироваться в элементах памяти компаратора до прихода очередного импульса строба. Кроме того, стробирование может выполняться по уровню импульса или по его фронту (перепаду уровней). Для указания стробирования по фронту на входе стробирования изображается направление перепада от низкого уровня к высокому или, наоборот, от высокого уровня к низкому . Пример такого обозначения стробирования приведён на рис.6.1,в.

Характеристики аналоговых компараторов. Аналоговые компараторы описываются набором параметров, которые нужно учитывать при их использовании. Основные параметры можно разделить на статические и динамические. К статическим параметрам относятся такие, которые определяют его состояние в установив­шемся режиме. Основные из них:

- пороговая чувствительность – минимальный разностный сигнал, который может обнаружить компаратор и зафиксировать на выходе как логический сигнал;

- напряжение смещения е_см – определяет смещение передаточной характеристики относительно идеального положения (см. рис.6.1,а), для коррекции которого используют балансировку;

- напряжение гистерезиса U_г – разность входных напряжений, вызывающих срабатывание компаратора при увеличении или уменьшении входного напряжения;

- выходные логические уровни – напряжения U¹_вых и U⁰_вых ;

- выходной ток I_вых – ток, отдаваемый компаратором в нагрузку.

Рис.6.3. Передаточная характеристика

компаратора без гистерезиса (а) и с

гистерезисом (б)

Гистерезис компаратора прояв-ляется в том, что переход из состояния U⁰_вых в состояние U¹_вых происходит при входном напряжении DU_вх1, а возвращение из U¹_вых в U⁰_вых – при напряжении DU_вх2 (рис.6.3,б). Разность DU_вх1-DU_вх2=U_г называется напряжением гистерезиса. Появление гистерезиса связано с использованием в компараторе положительной обратной связи, которая позволяет устранить дребезг U_вых при DU_вх=0. Наличие гистерезиса приводит к появлению зоны неопределённости, внутри которой невозможно установить значение DU_вх.

Основным динамическим параметром компаратора является время переключения t_п. Это промежуток времени от начала сравнения до момента, когда выходное напряжение компаратора достигает противоположного логического уровня. Время переключения замеряется при постоянном опорном напряжении, подаваемом на один из входов компаратора, и скачке входного напряжения U_вх, подаваемого на другой вход. Это время зависит от величины превышения U_вх над опорным напряжением. На рис. 6.4 приведены переходные характеристики компаратора mА710 для различных значений дифференциального входного напряжения U_д при общем скачке входного напряжения в 100 мВ. Время переключения компаратора t_п можно разбить на две составляющие: время задержки t_з и время нарастания до порога срабатывания логической схемы t_н. В справочниках обычно приводится время переключения для значения дифференциального напряжения, равного 5 мВ после скачка.

Рис. 6.4. Переходная характеристика

компаратора mА710 при различных

превышениях скачка входного напря-

жения U_д над опорным: 1 - на 2 мВ;

2 - на 5 мВ; 3 - на 10 мВ; 4 - на 20 мВ

В простейшем случае в качестве аналогового компаратора может быть использован операционный усилитель по рис.6.5.

Рис. 6.5. Компаратор на операционном усилителе

Здесь к неинвертирующему входу ОУ подключено опорное напряжение U_оп, относительно которого контролируется изменение входного напряжения U_вх. Выходное напряжение U_вых в зависимости от соотношения (U_оп - U_вх) принимает значения +Е_п или –Е_п, реализуя выражение .

Определим зависимость выходного напряжения компаратора от величины входного при заданной величине опорного напряжения U_оп, которое установим, например, равным 5В. U_вх будем варьировать от –∞ до +∞, задавая ему следующие значения:

U_вх=-10В, отсюда U_вых=К(5-(-10))=15К=+E_п ;

U_вх=-5В, отсюда U_вых=К(5-(-5))=10К=+E_п ;

U_вх=0В, отсюда U_вых=К(5-0)=5k=+ E_п ;

U_вх=4,9В, отсюда U_вых=К(5-(4,9))=0,1k=+ E_п ;

U_вх=5,1В, отсюда U_вых=К(5-5,1)=-0,1k=- E_п ;

U_вх=10В, отсюда U_вых=К(5-10)=-5k=- E_п ;

U_вх=15В, отсюда U_вых=К(5-15)=-10k=- E_п .

График выходной характеристики представлен на рис.6.6:

Рис.6.6. Выходная характеристика компаратора

по рис.6.5

Из приведённого расчёта и графика видно, что пока U_оп>U_вх, выходное напряжение компаратора остаётся постоянным и равным +Е_п. В диапазоне изме­нения U_вх от 4,9В до 5,1В происходит изменение знака разности DU на входе операционного усилителя, что вызывает изменение знака выходного напряжения, которое далее остаётся постоянным и равным –Е_п.

Выходной сигнал компаратора почти всегда действует на входы логических цепей и потому согласуется по уровню и мощности с их входами. Таким образом, компаратор - это элемент перехода от аналоговых сигналов к цифровым, поэтому его иногда называют однобитным аналого-цифровым преобразователем.

Неопределенность состояния выхода компаратора при нулевой разности входных сигналов не требует уточнения, так как реальный компаратор всегда имеет либо конечный коэффициент усиления, либо создаётся петля гистерезиса (рис.6.3,б). Рассмотрим более подробно процесс переключения компаратора из одного состояния в другое при изменении U_вх=ƒ(t) по рис.6.7, где контурная линия определяет среднее значение U_вх, а точки около неё – случайные отклонения за счёт неизбежного «шума» в реальных условиях.

Рис. 6.7. Процессы переключения

компаратора

Чтобы выходной сигнал компаратора изменился на конечную величину |U¹_вых - U⁰_вых| при бесконечно малом изменении входного сигнала, компаратор должен иметь бесконечно большой коэффициент усиления (эпюра 1 на рис. 6.7) при полном отсутствии шумов во входном сигнале. Такую характеристику можно имитировать двумя способами - или просто использовать усилитель с очень большим коэффициентом усиления, или ввести положительную обратную связь.

Рассмотрим первый путь. Как бы велико усиление не было, при U_вх, близком к нулю, характеристика будет иметь вид эпюры 1 на рис. 6.7. Это приведет к двум неприятным последствиям. Прежде всего, при очень медленном изменении U_вх выходной сигнал также будет изменяться замедленно, что плохо отразится на работе последующих логических схем (эпюра 2 на рис. 6.7). Еще хуже то, что при таком медленном изменении U_вх около нуля выход компаратора может мно­го­кратно с большой частотой менять свое состояние под действием по­мех (так называемый "дребезг", эпюра 3 рис.6.7). Это приведет к ложным срабатываниям в логических элементах и к огромным динамическим потерям в силовых ключах. Для устранения этого явления обычно вводят положительную обратную связь, которая обе­с­печивает формирование в переходной характеристике компаратора гистерезис (рис.6.3,б). Наличие гистерезиса хотя и вызывает некоторую задержку в переключении компаратора (эпюра 4 на рис. 6.7), но существенно уменьшает или даже устраняет дребезг U_вых.

Недостаток выходной характеристики компаратора по схеме рис. 6.5, у которой выходное напряжение изменяется от +Е_п до -Е_п , устраняется в схеме по рис. 6.8. В качестве компаратора может быть использован операционный усилитель (ОУ), включенный по схеме инвертирующего сумматора. Однако вместо резистора в цепи обратной связи включены параллельно стабилитрон VD₁ и диод VD₂.

Рис. 6.8. Схема компаратора на

инвертирующем сумматоре

Пусть R₁=R₂=10 кОм, R_VD2=50 Ом. Если U_вх - U_оп > 0, выходное напряжение ОУ отрицательно и через открытый диод VD₂ замыкает цепь обратной связи усилителя, устанавливая его коэффициент усиления согласно (5.3), равным . Выходное напряжение схемы - небольшое отрицательное напряжение, равное падению напряжения на открытом диоде. При U_вх - U_оп < 0 на стабилитроне установится напряжение, равное его напряжению стабилизации U_ст. Это напряжение должно соответствовать единичному логическому уровню цифровых интегральных микросхем (ИМС), входы которых подключены к выходу компаратора. Таким образом, выход ОУ принимает два состояния – логической единицы U_ст и логического нуля – около 0 вольт, причем в обоих усилитель работает в линейном режиме.

Многие типы ОУ не допускают сколько-нибудь существенное входное дифференциальное напряжение. Включение по схеме рис. 6.8 обеспечивает работу ОУ в режиме компаратора практически с нулевыми дифференциальными и синфазными входными напряжениями. Недостатком данной схемы является относительно низкое быстродействие, обусловленное необходимостью частотной коррекции, так как ОУ работает в линейном режиме со 100%-ной обратной связью. Используя для построения компаратора обычные ОУ, трудно получить время переключения менее 1 мкс.

В заключение перечислим некоторые особенности компараторов по сравнению с ОУ:

1. Несмотря на то, что компараторы очень похожи на опе­ра­ционные усилители, в них почти никогда не используют отри­ца­тельную обратную связь, так как в этом случае весьма вероятно (а при наличии внутреннего гистерезиса - гарантировано) самовоз­буж­дение компараторов.

2. В связи с тем, что в схеме нет отрицательной обратной связи, напряжения на входах компаратора неодинаковы.

3. Из-за отсутствия отрицательной обратной связи входное сопротивление компаратора относительно низко и может меняться при изменении входных сигналов.

4. Выходное сопротивление компараторов значительно и различ­но для разной полярности выходного напряжения.

Двухпороговый компаратор (или компаратор "с окном") фиксирует, находится ли входное напряжение между двумя заданными пороговыми напряжениями или вне этого диапазона. Для реализации такой функции выходные сигналы двух компараторов необходимо подвергнуть операции логического умножения (рис. 6.9,а). Как показано на рис. 6.9,б, на выходе логического элемента

Рис. 6.9. Схема двухпорогового компаратора (а) и диаграмма его работы (б)

единичный уровень сигнала будет иметь место тогда, когда выполняется условие U₁ < U_вх < U₂, так как в этом случае на выходах обоих компараторов будут единичные логические уровни. Такой компаратор выпускается в виде ИМС mА711 (отечественный аналог - 521СА1).

Рис. 6.10. Простейший aналого-цифровой

преобразователь на компараторах напряжения

Основное применение компараторы напря­жения находят в устройствах сопряжения циф­ровых и аналоговых сигналов. Простейшим примером такого применения является аналого-цифровой преобразователь параллельного типа, приведенный на рис 6.10. В нем использо­ваны четыре компаратора K_l…K₄ и резистивный делитель опорного напряжения U_on. При одинаковых значениях сопротивлений в резистивном делителе на инвертирующие входы компараторов подано напряжение nU_o/4, где n — порядковый номер компаратора. На неинвертирующие входы компаратора подано на­пряжение U_вх. В результате сравнения входного напряжения с опорными напряжениями на инвертирующих входах компараторов на выходах компараторов образуется унитарный цифровой код входного напряжения. При помощи цифрового преобразователя кода этот код можно преобразовать в двоичный.

Контрольные вопросы.

1. Что такое компаратор и его назначение? Его условное графи­ческое изображение со стробированием по уровню и фронту.

2. Передаточная характеристика компаратора без и с гистере­зи­сом. Цель формирования гистерезиса и его реализация?

3. Что такое напряжение гистерезиса, чем можно его обеспечить?

4. Как определить время переключения компаратора? Как оно изменяется в зависимости от превышения U_вх над опорным напряжением?

5. Построение компаратора на ОУ. Его передаточная характеристика.

6. Как можно определить передаточную характеристику компаратора на ОУ расчётным путём?

7. Работа компаратора по рис.6.8. Преимущества этой схемы.

8. Двухпороговый компаратор по рис.6.9 – назначение, функционирование, реализация логического умножения.

Лекция 7. Коммутаторы аналоговых

Сигналов

Устройство аналоговых ключей и коммутаторов сигналов.Коммутация сигна­лов является распространенным методом, с помощью которого сигналы, поступа­ющие от нескольких источников, объединяются в определенном порядке в одной линии. После соответствующей обработки эти сигналы при помощи другого коммутатора могут быть направлены в различные исполнительные устройства. Упорядоченный ввод и вывод сигналов осуществляется, как правило, при помощи адресации источников и приемников сигналов, а также связанных с передачей сигналов коммутаторов. Общая структурная схема связи источников и приемни­ков сигналов через коммутатор показана на рис.7.1.

Рис.7.1. Структурная схема ком­­­­­­му­­тации источников и приёмни-­

ков сигналов

Коммутатор состоит из определённым образом связанных электронных клю­чей, выполненных на диодах или транзисторах. Ключи аналоговых сигналов дол­жны обеспечить неискаженную передачу сигналов от источников к приемникам. Однако в процессе передачи ключи могут исказить передаваемый сигнал. Эти искажения в первую очередь зависят от свойств самих ключей, но также и от сигналов управления. Сигналы из цепи управления могут наложиться на пере­даваемый сигнал, иначе говоря, возможны помехи из цепи управления на линии передачи сигналов.

Обычно устройство управления коммутатором является цифровым и действу­ет либо по заранее установленной программе, либо под управлением микро­процессоров или мини-ЭВМ. В последнем случае программа управления коммута­тором может быть изменена. Для выбора определенного ключа и назначения его функции (т. е. включения или отключения) используется адресный дешифратор команд. Кроме этого, при передаче сигналов возможны временные задержки, свя­занные или с быстродействием самих ключей, или с быстродействием устройства управления. И в том, и в другом случае возможны потери частей передаваемых сигналов или их искажение, например, растягивание фронтов сигналов или изме­нение их длительности.

Для исключения потерь при передаче сигналов, а также для согласования сопротивлений источников и приемников сигналов в состав коммутаторов могут входить различные согласующие или нормирующие усилители. Коэффициент пере­дачи этих усилителей может быть или фиксированным, или устанавливаемым при помощи устройства управления.

Если источники и приемники сигналов могут меняться местами, то коммутатор должен быть двунаправленным, т. е. обеспечивать передачу сигналов в обоих направле­ниях. Такая проблема возникает, например, при записи аналоговых сигналов в устрой­стве памяти, которое в этом случае является приемником информации, и считыванием сигналов из устройства памяти, которое становится тогда источником сигнала.

Упрощенные схемы идеальных и реальных ключей в замкнутом и разомкну­том состояниях приведены на рис.7.2. Эти схемы отража­ют работу ключей в статическом режиме и не могут быть использова­- ны для анализа помех из цепи управления или динамических режимов самих ключей. Замкнутый ключ (рис.7.2,а) имеет некоторое внут­реннее сопротивление r₀, ко­то­­рое не явля­ет­ся постоянным, а

Рис.7.2. Схемы замещения ключа в замкну­-

том (а) и разомкнутом (б) состояниях

сложным образом может зависеть от тока i_к через ключ. Последо­вательно с сопротивлением действует источник оста­точ­ного напряжения е₀, ко­торый также зависит от тока.

Разомкнутый ключ (рис.7.2,б) можно заменить сопротивлением утеч­ки r_у и источником тока утечки i_у, которые в общем случае могут зависеть от напряжения на разомкнутом ключе U_к.

Динамические модели ключей могут включать различные паразитные емкости и индуктивности. С помощью этих схем замещения возможен анализ быстродей­ствия ключей или расчет коммутационных помех из цепи управления. Индуктив­ности ключей могут сказываться на довольно высоких частотах и, в основном, обусловлены их выводами.

В качестве примера на рис.7.3 приведена схема ключа на полевом транзис­торе с изолированным затвором. Очевидно, что при подаче на затвор ключа им­пульсного сигнала управления U_уп помехи через па­ра­­зитные емкости ключа С_зс и С_зи будут появляться на сопротив­лении открытого ключа. Кроме того, на прохож­дение сигнала через ключ будут влиять переходные процессы в транзисторном ключе.

Рис.7.3. Схема ключа на полевом

транзисторе с изолированным затво­-

ром (а) и его схема замещения (б)

При коммутации источника сигнала и нагрузки можно исполь­зовать как оди­ночные ключи, так и их различные комбинации. Спосо­бы подключения источни­ка сигнала к нагрузке зависят от свойства источника сигнала и нагрузки. На рис.7.4 приведены четыре различ­ных способа подключения сигнала к нагрузке. Штриховыми линиями на схемах показаны элементы неидеального ключа, соответствующие схемам замещения, приведенным на рис.7.2.

Если источник сигнала имеет характеристики, близкие к харак­теристикам идеального источника напряжения (т. е. имеет ма­лое внутреннее сопротивление r_i<<R_н), то для его коммутации целесо­об­­разно использовать последовательный (рис.7.4,а) или последо­ва­тель­но-параллельный ключ (рис.7.4,б). Если же ис­точник сигнала име­ет характеристики, близкие к характеристикам идеального источника тока (т. е. имеет малую внутреннюю проводимость g_i<<R_н^-1), то для его ком­мутации лучше использовать параллельный ключ (рис.7.4,в) или параллель­но-последовательный ключ (рис.7.4,г).

Рис.7.4. Схемы подключения источ­-

ника сигнала к нагрузке при помощи

последовательного ключа (а), после­до­-

вательно-параллельного ключа (б), па­-

раллельного ключа (в) и параллельно-

последовательного ключа (г)

Погрешности, вносимые конечными значениями сопротивлений ключа в зам­кнутом и разомкнутом состоянии для схемы, изобра­женной на рис.7.4,а, опреде­ляются формулами

и .

Аналогичным образом можно определить погрешности для других схем включения, приведенных на рис.7.4.

Диодные ключиприменяются для точного и быстрого пере­ключения напряже­ний и токов. Схемы различных диодных ключей приведены на рис.7.5. Двухдиодный ключ, приведенный на рис.7.5,а, при отсутствии управляющего напря­жения заперт. При подаче на аноды диодов положительного управляющего на­пряжения диоды отпираются и ключ замыкается. Напряжение смещения такого диодного ключа определяется разностью прямых напряжений на диодах D₁ и D₂. При подобранных диодах напряжение смещения лежит в пределах 1...5мВ. Время коммутации определяется быс­тродействием диодов. Для диодных ключей обычно используются диоды Шотки или кремниевые эпитаксиальные диоды с тонкой базой. В этих диодах слабо выражены эффекты накопления носи­телей, и их инер­ционность в основном определяется перезарядом барьерной емкости. Дифферен­циальное сопротивление открытого ди­одного ключа равно сумме дифференциаль­ных сопротивлений диодов и может лежать в пределах от 1 до 50 Ом.

Рис.7.5. Схемы диодных клю­чей на двух диодах (а), мостовая

(б) и на шести диодах (в)

Основным недостатком та­­кого ключа является прямое прохождение тока управ­ляю­щего сигнала через нагрузку R_н и источник сигнала е_с. Для снижения напряжения помехи эту схему целесообразно использовать при малых значениях сопро­тивле­ния источника сигнала и сопротивления нагрузки. Кроме того, желательно уве­личивать сопротивление R_уп для снижения тока в цепи управления. Однако следует учесть, что снижение тока управления приведет к увеличению дифференциального сопротивления диодов.

Для снижения помех из цепи управления можно использовать мостовую схе­му, приведенную на рис.7.5,б. В этой схеме цепь уп­рав­ления развязана от цепи передачи сигнала. Если напряжение управ­ления равно нулю или имеет поляр­ность, запирающую диодный мост, то ключ разомкнут. При положительной по­лярности источника управ­ляющего сигнала ключ замыкается, а ток управления проходит только через диоды и сопротивление R_уп. Учитывая, что для цепи пе­ре­­дачи сигнала диодные пары D₁, D₂ и D₃, D₄ включены встречно, напряжение смещения также будет равно разности прямых падений напряжений на диодах, т. е. примерно равно напряжению смещения двухдиодного ключа.

Недостатком схемы, приведенной на рис.7.5,б, является отсут­ствие общей точки у источника сигнала и источника управления. Схема, изображенная на рис.7.5,в, лишена этого недостатка. В этой схеме используются два симметрич­ных источника сигналов управле­ния е_уп1 и е_уп2. Сигналы этих источников подводят­ся к диодному мос­ту через разделительные диоды D₅, D₆. Для поддержания диод­ного моста в запертом состоянии при отсутствии сигналов управ­ления на него подается через резисторы R_уп1 и R_уп2 запирающее нап­ряжение от источников посто­янного напряжения ±Е. В этой схеме, так же как и в предыдущей, обеспечивается развязка источника управления от цепи источника сигнала.

Схемы диодных ключей использованы в микросхемах диодных коммутаторов серии 265ПП1 и 265ПП2. Эти коммутаторы отличаются только полярностью управляющих напряжений. Схема коммутатора 265ПП2 приведена на рис.7.6. Она представляет собой семиканальный переключатель с общим сигналом управления.

Рис.7.6. Схема диодного коммутатора 265ПП2

В настоящее время диодные коммутаторы вы­тесняются более совер­шен­ны­­­ми транзис­тор­ными ключами.

Ключи на биполярных транзисторахболее совершенны, чем диодные ключи и значительно чаще используются в электронных схемах. Простейший ключ на од­ном биполярном транзисторе приведен на рис.7.7. Он со-

Рис.7.7. Ключ на биполярном транзисторе

с­тоит из ключевого транзистора Т₁ и схемы управления на транзисторе Т₂. По структуре транзистор­ный ключ похож на двухдиодный ключ, изображенный на рис.7.5,а. При отсут­ствии тока базы Т₁ закрыт, и ключ разомкнут, а при протекании через базу тока управления i_б>i_б.нас ключ замкнут. В этом случае коллекторный и эмиттерный переходы открыты и действуют так же, как открытые диоды в схеме рис.7.5,а.

Некоторое отличие заключается в площадях этих переходов, а, следовательно, и в падениях напряжений на них. Разность напряжений на переходах создает на­пряжение смещения. Кроме того, следует учитывать различие токов в переходах, что также влияет на напряжение смещения. Это напряжение смещения для ключей на одиночных тран­зисторах составляет 0,1...0,2В, а сопротивление замкнутого ключа колеблется от 10 до 100 Ом. Время переключения зависит от степени насы­щения и для высокочастотных транзисторов с тонкой базой обычно не превышает 0,1 мкс.

Ключи на полевых транзисторахс управляющими p-n-пере­ходами и с изолиро­ванным затвором в настоящее время полу­чи­ли пре­­имущественное распространение в различных интегральных ми­кро­­схемах. Это связано с такими досто­инствами этих ключей, как малые токи утечки, низкое потребление по цепи управ­ления, отсутствие напряжения смещения, технологичность про­изводства.

В аналоговых ключах используются полевые транзисторы с каналами р- и n-типа. Однако, поскольку подвижность электронов больше подвижности дырок, то сопро­тивление канала во включенном состоянии у транзисторов с n-каналом ниже. На быстродействие ключей существенным образом влияют переходные про­цессы в тран­зисторах. В этом отношении преимущественное применение находят полевые транзисторы с изолированным затвором, паразитные емко­сти у которых меньше. Наи­большее распространение получили клю­чи на комплементарной (согласованной) паре полевых транзисторов, один из которых имеет канал p-типа, а другой — канал n-типа.

Особенностью ключей на полевых транзисторах с изолиро­ван­ным затвором яв­ля­ет­ся сильная зависимость сопротивления откры­того канала от коммутируемо­го сиг­нала, что приводит к модуляции проводимости канала входным сигналом и возник­новению до­полнительных нелинейных искажений. Для снижения искаже­ний, вызванных мо­ду­ляцией проводимости канала, в таких ключах огра­ничивают уровень входных сигналов и используют сравнительно большое сопротивление нагрузки ключа. Анало­гичный эффект име­ет­ся и в полевых транзисторах с управ­ляющим p-n-переходом, одна­ко для его снижения на затвор подают сигнал управ­ления, зависящий от входного сиг­на­ла.

На рис.7.8,апри­ведена схема ключа на полевом транзисто­ре Т₁ с управляющим p-n-переходом и кана­лом p-типа. Схема управления ключём вы­полнена на транзисторе Т₂, а ее питание произ­водится от источника напряжения Е. Диод D необходим для того, чтобы напря-

Рис.7.8. Схема клю­­­ча на полевом тран­зисторе с управляю­­щим p-n-переходом (а) и с изолирован-­

ным затвором (б)

жение за­твор—исток оставалось равным нулю при любых значениях входных сигналов. Для исключения модуляции проводимости канала входным сигналом затвор через сопротивление R₃ связан с напря­же­нием источника сигнала е_с. Устройство управления работает следую­щим образом. Если напряжение управления равно нулю, то тран­зистор T₂ заперт и напряжение +Е через сопротивление R₂ и диод D подводится к затвору транзистора T₁, запирая его. В результате этого ключ будет замкнут. Если напряжение управле­ния включает тран­зис­тор T₂, то анод диода D через насыщенный транзистор Т₂ соединяется с общей шиной, в результате чего напряжение на затворе T₁ сни­жается почти до нуля и транзистор T₁ отпирается, что эквивалентно замыканию ключа.

Ключи на полевых транзисторах с управляющим p-n-переходом входят в состав микросхем ряда серий: 284, КР504 и др. Так, например, микросхема 284КН1 содер­жит три ключа на полевых тран­зисторах с управляющим p-n-переходом и каналом n-типа. Каждый ключ имеет следующие параметры: сопротивление замкнутого ключа 250 Ом, ток утечки 10 нА, максимальная частота коммутации 1 МГц.

Ключи на полевых транзисторах с изолированным затвором и индуцированным каналом р- и n-типа получили самое широкое рас­про­­странение при создании коммутаторов. Основной особенностью этих ключей является то, что в исходном состоянии при нулевом напряжении на затворе они заперты. Обогащение канала носителями зарядов происходит только при подаче на затвор напряжения, превы­шающего пороговое напряжение. Токи утечки ПТИЗ определяются токами, которые протекают в закрытом транзисторе от истока и стока к подложке и имеют значение 1... 10нА при нормальной температуре. С повышением температуры они ведут себя как обратные токи p-n-переходов, т. е. экспоненциально увеличиваются. Сопротивление меж­­ду затвором и другими электродами в ПТИЗ достигает очень боль­шого значения: 10¹¹ ... 10¹³Ом, что при малой толщине ди­электрика под затвором (около 1 мкм) приводит к необходимости защиты от статического электричества. Одной из таких мер является установка защитных стабилитронов или диодов между затвором и каналом, однако это приводит к увеличению тока утечки затвора, особенно с повышением температуры.

Схема простейшего ключа па полевом транзисторе с изолированным затво­ром и каналом p-типа приведена на рис.7.8,б. Для отпирания ключевого транзи­стора Т на его затвор необходимо подать напряжение отрицательной полярности, превышающее поро­го­вое напряжение U_пор. Для запирания ключевого транзистора Т напряжение на затворе должно быть положительным (или равным нулю). Уст­ройство управления для схемы, изображенной на рис.7.9,б, выполнено на компараторе напряжения К (или опера­ци­онном усилителе). Если напряжение управления равно нулю, то на выходе компаратора будет положительное напряжение, близ­кое по значению к напряжению питания Е. При положительном управ­ляющем напряжении компаратор переключается, и на его выходе появляется отрицатель­ное напряжение, также близкое к напряжению питания Е.

Ключи на ПТИЗ с каналом p-типа выпускаются как в виде отдельных элемен­тов, так и в составе сложных коммутаторов. Так, например, микросхемы серии 168 содержат сдвоенные ключи без схем управления типа 168КТ2. Такие ключи имеют пороговое напря­же­ние от 3 до 6В, прямое сопротивление не более 100 Ом, время включения и выключения около 0,3...0,5мкс. Отсутствие в этой микросхеме устройств управления усложняет ее применение.

В серии К547 имеется четырехканальный переключатель К547КП1, аналогич­ный микросхеме 168КТ2. По основным параметрам этот переключатель близок к микросхеме К168КТ2.

Кроме отдельных транзисторов в качестве ключей широкое рас­про­странение получили схемы, содержащие параллельное соеди­не­ние двух ПТИЗ с разным ти­пом проводимости канала (комплемен­тарные КМОП-транзисторы). В таких ключах устранены многие недостатки ключей на одиночных транзисторах: устранена моду­ляция сопротив­ления канала входным сигналом, снижены помехи из цепи управ­ления, снижено сопротивление ключа в открытом состоянии и умень­шен ток утечки. Схема ключа на комплементарных транзис­торах приведена на рис.7.9,а. Для одновременного переключения тран­­зисторов из включенного состояния в выключенное сигнал уп­­рав­ления подается на затвор одного транзистора непос­редственно, а на затвор другого — через инвертор.

Рис.7.9. Схема ключа на КМОП-транзисто­рах (а) и зависимость его сопротив­ле­ния в открытом состоя­нии от входного напряже­ния (б)

При увеличении вход­­ного напряжения сопро­тивление p-канального транзис­тора увеличивается, а n-канального транзистора уменьшается. В результате па­раллельное соединение этих тран­зис­торов имеет почти неизменное сопротивление r₀ в открытом состоя­нии, как по­ка­зано на рис.7.9,б. Поскольку транзис­торы ключа управляются сигна­лами противоположной полярности, то импульсы помех взаимно компенсируются, что позволяет снизить уровень входных сигналов.

Ключи на комплементарных транзисторах широко используются в интеграль­ных микросхемах. Они входят в состав микросхем серии К590, К591, К176, К561 и 1564. Их сопротивление в открытом состоянии лежит в пределах 20... 100Ом, они имеют время включения от 10 до 100нс, обеспечивают выходной ток до 10мА и потребляют по цепи питания мощность менее 1 мкВт.