Синтезаторы с зарядовой (токовой) накачкой

Оптимизация схем ИФД привела в 80-е гг. 20 века к разработке синтезаторов с ИФАПЧ с зарядовой (токовой) накачкой. Эти схемы оказались по многим характеристикам оптимальными для интегрального исполнения и заняли монопольное положение как синтезаторы в устройствах подвижной связи.

Отличия синтезатора с зарядовой накачкой от классической схемы (рис. 2.14) состоят в изменении принципов работы и схемы ИФД. ИФД в них содержит два одинаковых по величине и противоположных по знаку генератора постоянного тока , переключаемых на нагрузку в зависимости от знака фазового сдвига между последовательностями импульсов, следующих на ИФД с ДПКД и ДФКД (рис. 2.25). Нагрузкой ИФД является RC цепочка.

Рис. 2.25. Схема ИФД

Ток проходит через нагрузку, изменяя на ней напряжение на

(2.39)

Знак напряжения определяется знаком . В стационарном состоянии кольца ИФАПЧ напряжение на выходе ИФД должно быть постоянным. В отличие от синтезаторов, рассмотренных в параграфе 2.5, где в стационарном состоянии разность фаз между последовательностями на входе ИФД постоянна, в синтезаторах с зарядовой накачкой разность фаз должна быть равна нулю.

Выражение (2.39) заменяет соотношение (2.27). Все остальные зависимости, использованные при выводе основного уравнения синтезатора с ИФАПЧ, неизменны. В результате получаем следующий вид уравнения синтезатора:

(2.40)

Введем угловую частоту свободных колебаний кольца , определив

Тогда уравнение (2.40) можно записать в виде

Введем декремент затухания и преобразуем (2.42):

(2.43)

Исследуем переходные характеристики, заменив в (2.43) p на d/dt, а p² – на d²/dt². Рассмотрим случай перестройки синтезатора с одной частоты на другую, когда .

Переходный процесс описывает дифференциальное уравнение

Если , то переходный процесс носит колебательный характер, что нежелательно. Поэтому выбираем .

Самым коротким переходный процесс будет при , при этом решение уравнения (2.44)

(2.45)

Коэффициенты С₁ и С₂ определяем из начальных условий.

При t = 0, , тогда .

При t = 0, , тогда .

(2.46)

График переходного процесса показан на рис. 2.26; длительность процесса можно оценить в (4…5) .

Рис. 2.26. Переходный процесс в синтезаторе с накачкой

Частотные характеристики синтезатора найдем из (2.43), подставив в него и заменив p на jΩ:

Зависимость передаточной функции

от lgF приведена на рис. 2.27. Частота F′, при которой ,

Рис. 2.27. Передаточная функция

Схемы ГУН

Схема ГУН в виде классического АГ (рис. 2.4) с варикапом VD₁, включенным в контур, приведена на рис. 2.28.

Рис. 2.28. Схема ГУНа

Варикап выполняет роль УЭ синтезатора, являясь частью общей емкости контура. Управляющее напряжение на варикап подают с выхода ФНЧ (C_ф) через блокировочную индуктивность L_бл2.

Характеристика зарядной емкости варикапа от напряжения на ней показана на рис. 2.29. На диоде действуют два напряжения: обратное смещение U_упр и напряжение радиочастоты u_ω= U_ωcosωt , как часть напряжения на контуре [3]. В процессе работы диод должен оставаться обратно смещенным, т.е. , иначе диод откроется, в контур будет внесено активное нелинейное сопротивление, что приведет к недопустимому увеличению шумов ГУНа.

Для наиболее часто используемых кремниевых диодов контактная разность потенциалов j ≈ 0,7 В, а управляющее напряжение меняют в пределах от – 4 до – 10 В.

Рис. 2.29. Вольт-фарадная характеристика варикапа

Схемы, подобные рис. 2.28, встречаются в аппаратуре, выпущенной в конце 80-х гг. прошлого века. В современной аппаратуре ГУН выполняют в виде интегральной схемы. Используют два вида топологий ИС ГУН: на биполярных (рис. 2.30) и полевых транзисторах (рис. 2.32) [8].

ГУН (рис. 2.30) построен на основе дифференциального усилителя с положительной обратной связью между его плечами. Схема ГУН – двухтактная, напряжения на коллекторах VT₁ и VT₂ противофазны. Схема симметричная; контур одного транзистора, задающий частоту автоколебаний, представлен на рис. 2.31, где C_вх – входная емкость транзистора другого плеча.

ГУН (рис. 2.30) имеет два симметричных выхода для снятия противофазных напряжений.

Рис. 2.30. ГУН на ИС

Рис. 2.31. Частотозадающий контур ГУН

Диапазон изменения емкости варикапа лежит в пределах 0,1…0,16 пФ. Диапазон перестройки частоты ГУНа в устройствах подвижной связи и беспроводного доступа обычно не превышает 5…7%.

Обозначим

Если

то при изменении f₀ на 5…7% C_э должна меняться на 10…15%:

Подставляя и , получаем С_вн = 0,3 пФ. Среднее значение С_э = 0,3+ 0,13= 0,43 пФ.

Целесообразно выбирать Z₀ < 200 Ом, схему АГ на биполярном транзисторе применяют на частотах более 2,5 ГГц в устройствах систем беспроводного доступа (табл. 2.1).

Таблица 2.1

Варикапы в схеме (рис. 2.32) выполнены на основе МОП-транзистров. Диапазон изменения их емкостей лежит в пределах 0,3…0,6 пФ. Представляя эквивалентный контур по схеме рис. 2.31 (конденсатор С₁ замкнут накоротко), получаем из (2.48) С_вн = 1,53 пФ, а С_э =2,15 пФ (табл. 2.2).

Таблица 2.2

Невысокое сопротивление Z₀ делает эту схему оптимальной в верхней части ОВЧ диапазона.

Рис. 2.32. ГУН на полевых транзисторах в интегральном исполнении

Схемы ДПКД

Делители с переменным коэффициентом деления ДПКД строят на основе счетчиков импульсов. Однако на современном уровне технологии декадные счетчики, реализующие целочисленный ряд коэффициентов деления, работают на частотах, не превышающих сотни мегагерц, тогда как частоты ГУН лежат в диапазоне 300…6000 МГц. Для этих частот разработаны делители с переключаемым коэффициентом деления , например, 32/33, 64/65 или 127/128. Эти делители иногда называют предварительными (prescaler). Для получения требуемого целочисленного ряда N_ДПКД используют схему делителя рис. 2.33.

Результирующий коэффициент деления

(2.49)

где A и B – коэффициенты деления декадных счетчиков.

Работа ДПКД состоит из двух фаз. В первой фазе делители A и B установлены в первоначальное состояние, а делитель находится в состоянии деления на . Коэффициент деления A лежит в пределах 0…(N − 1), а B > A.

Рис. 2.33. Схема ДПКД с предварительным делителем частоты

После того, как в процессе счета делитель A обнулен, импульс на его выходе сбрасывает триггер управления, что переключает счетчик в состояние деления на N, и следует вторая фаза работы делителя. В конце счета обнуляется делитель B. При этом он генерирует выходной импульс схемы, который также производит начальную установку счетчиков A и B и восстанавливает исходное состояние триггера. Таким образом схема приготовлена к новому циклу деления. Ограничением схемы (рис. 2.33) является то, что целочисленный ряд N_ДПКД начинается с величины N ² – N .

Пример. В схеме синтезатора, рассмотренной в разд. 2.5, N_{ДПКД max} = 9600; N_{ДПКД min} = 9350. Выберем , и в соответствии с (2.49)

Для N_ДПКД = 9350: B = 146, A = 6; N_ДПКД = 9600: B = 150, A = 0.

Начальную установку A и B производит микроконтроллер, управляющий синтезатором.

2.10. Прямой цифровой метод синтеза
(синтез частот с накоплением фазы)

При прямом цифровом синтезе гармоническое колебание (синусоиду) строят по точкам, записанным в постоянном запоминающем устройстве (ПЗУ) отсчетов. Например, представим синусоиду в виде последовательности ее 16 отсчетов (n = 0…15) с постоянным периодом выборки (рис. 2.34, а). Отсчеты синусоиды хранят в ПЗУ в виде массива с возрастающей адресацией.

Для синтеза синусоиды используем схему рис. 2.35. Генератор тактовых импульсов (ГТИ) формирует синхроимпульсы с тактовой частотой f_T (обратная величина – период выборки T_T = 1/f_T). В формирователе адреса на каждом такте происходит увеличение адреса, что соответствует изменению номера отсчета n на инкремент Δn. Сформированный адрес по шине адреса (ША) подают в ПЗУ отсчетов, откуда считывают число, соответствующее текущему номеру точки. Это число по шине данных (ШД) следует в ЦАП с запоминанием, который формирует ступенчатую функцию (рис. 2.34). Установленный за ЦАП ФНЧ отфильтровывает огибающую ступенчатого напряжения, формируя на выходе синтезатора гладкую синусоиду.

Рис. 2.34. Временные диаграммы
синтеза синусоидального напряжения: а – б –

Поясним описанный процесс на примере. Пусть f_T = 40 МГц, число отсчетов синусоиды 16, инкремент отсчетов Δn = 1. С частотой f_т (T_т = 25 нс) с ПЗУ отсчетов на ЦАП следуют выборки синусоиды, так что на выходе синтезатор формирует колебания с частотой

Если менять инкремент отсчетов, будет меняться выходная частота синтезатора. Так, взяв Δn = 2, получим синусоиду на рис. 2.34, б, частота которой При Δn = 3 – при Δn = 4 – Здесь важно подчеркнуть, что тактовая частота f_T = const.

Используя нумерацию отсчетов (рис. 2.34), запишем последовательность выборок n при генерации каждой из четырех частот:

f₁ – n = 0, 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15, 0…

f₂ – n = 0, 2, 4, 6, 8, 10, 12, 14, 0…

f₃ – n = 0, 3, 6, 9, 12, 15, 2, 5, 8, 11, 14, 1, 4, 7, 10, 13, 0…

f₄ – n = 0, 4, 8, 12, 0…

В рассмотренном примере частота – максимальная выходная частота синтезатора. Для синтеза синусоиды с постоянной амплитудой необходимы, как минимум, 4 отсчета за период, поэтому синтезатор генерирует колебания в диапазоне частот от до , где , а – частота сетки синтезатора. Переключение частот производит блок управления установкой инкремента адреса. В литературе накапливающий сумматор, состоящий из блоков установки инкремента адреса и формирования адреса, называют аккумулятором фазы [9].

Рис. 2.35. Схема прямого цифрового синтеза синусоиды

ФНЧ на выходе схемы неперестраевыемый, поскольку постоянна. Его полоса пропускания чуть больше , так как все генерируемые частоты лежат в диапазоне 0… . ФНЧ фильтрует тактовую частоту , ее гармоники и комбинационные частоты (рис. 2.36). Наиболее подходят для синтезаторов прямого цифрового синтеза чебышевские фильтры.

Рис. 2.36. Фильтрация гармоник тактовой частоты
и комбинационных составляющих на выходе синтезатора

Стабильность выходной частоты обеспечивает ГТИ, который стабилизируют кварцем.

В настоящее время выпускают рассматриваемые синтезаторы в виде больших интегральных схем, включающих и ЦАП. В более качественных вариантах синтезаторов используют ЦАПы с 12…14 разрядами и высокостабильными характеристиками. Соответственно разрядность отсчетов синусоиды также 12…14 и ошибки при синтезе синусоиды составляют 2^–12…2^–14. Реальное отношение сигнал/помеха синтезатора находится на уровне –70 дБ, что, в частности, обусловлено переходными процессами (выбросами) при переключении ЦАП.

Сегодня схемы прямого цифрового синтеза работают до частот 100 МГц ( = 400 МГц). При этом они позволяют получить высокостабильные колебания с мелкой сеткой (единицы герц).

Прямой метод синтеза широко используют при генерации цифровых модулирующих сигналов, так как в ПЗУ отсчетов можно записать сигналы любой формы (см. разд. 4).