Спектр сигнала, отраженного от движущейся цели.

При облучении движущейся цели частоты всех гармонических составляющих отражённого сигнала сдвигаются (смещаются) на величину

Следовательно, доплеровское смещение частоты каждой гармонической составляющей будет различным. Однако практически в пределах основного лепестка 2 / t _u << f _н можно считать, что доплеровский сдвиг каждой составляющей одинаков, а, следовательно, интервал между ними останется равным частоте следования импульсов F_и. Т.е. на практике модель сжатия-растяжения спектра в пределах основного лепестка заменяется моделью сдвига. С учётом этой условности характер смещения составляющих в пределах основного лепестка спектра при отражении бесконечной последовательности от движущийся цели будет иметь вид, показанный на рисунке.

Доплеровское смещение частоты спектральных составляющих при отражении последовательности импульсов от движущейся цели

может значительно превышать частоту следования импульсов. Так, например, при V _{р ц} = 500 м/c и l = 0,1 м величина F_{д ц} составляет 10 кГц.

Вторая принципиальная особенность спектра отражённого сигнала состоит в том, что он имеет не линейчатый, а лепестковый характер. Расширение (уширение, размывание) каждой спектральной линии вызывается тремя основными причинами.

Во-первых, нестабильностью несущей частоты зондирующих импульсов. Однако, в современных РЛС с истинной внутренней когерентностью стабильность несущей частоты является настолько высокой, что расширение спектральной линии (гармоники) не превышает единиц герц и им обычно пренебрегают.

Во-вторых, последовательность отражённых сигналов (пачка импульсов), формируемая в результате облучения цели при вращении ДНА в процессе кругового обзора пространства, не является бесконечной, а ограничена временем облучения цели

где T_o - период обзора;

q_or - ширина ДНА в горизонтальной плоскости.

Вследствие этой причины каждая спектральная составляющая формирует энергетический спектр (спектр флюктуаций), форму которого обычно представляют гауссовым законом

где s_a - среднеквадратическое отклонение частоты, вызванное вращением антенны ;

f - аргумент G(f), равный нулю на частоте спектральной линии. При различных аппроксимациях формы ДНА величина

s_a = (0,265 ... 0,274) / t_обл

При выполнении прикидочных расчётов принимают, что ширина спектра флюктуаций, вызванных вращением антенны

Так, время облучения цели обзорными РЛС составляет десятки миллисекунд (t_обл = 10... 100 мс), то расширение каждой спектральной линии может достигать 10 ... 100 Гц.

И, наконец, в-третьих, расширение каждой линии спектра зондирующих сигналов происходит вследствие флюктуаций отражённого сигнала, вызванных перемещением элементарных отражателей цели сложной конфигурации, вызванных её движением (перемещением, вибрацией и др.).

На рисунке показана также АЧХ УПЧ, ширина которой должна перекрывать диапазон частот, в котором сосредоточена основная часть энергии отражённых импульсов. Как известно, это условие выполняется оптимальным образом, когда ширина полосы пропускания УПЧ согласована с длительностью импульса

где к = 1,2...1,4 - коэффициент, величина которого определяется формой огибающей импульса.

При выполнении прикидочных расчётов принимают, что f_np = 1 / t_u

ВТОРОЙ УЧЕБНЫЙ ВОПРОС: Способы обеспечения внутренней и внешней когерентности РЛ сигналов.

Когерентная обработка пачки отражённых сигналов на несущей частоте вызывает большие, подчас непреодолимые, технические трудности. Поэтому в радиолокационных средствах преобразованию Фурье отражённых сигналов, как правило, предшествует преобразование их частоты, т. е. линейный перенос спектра пачки с несущей на промежуточную частоту. Поскольку ширина основного лепестка спектра пачки отражённых сигналов составляет единицы МГц, то процесс на выходе усилителя промежуточной частоты можно считать узкополосным.

где U(t) - низкочастотный сигнал (огибающая);

y(t) - закон фазовой модуляции - медленно изменяющаяся функция по сравнению с функцией 2p f_пр t

Для узкополосного сигнала правомочно комплексное представление

где Re[ · ] - реальная часть комплексного числа;

- комплексная огибающая сигнала, учитывающая его фазу.

Комплексная огибающая сигнала также может быть представлена в виде

где U_c(t) и U_s(t) - синфазная и квадратурная составляющие узкополосного сигнала, причём

Синфазная и квадратурная составляющие U_c(t) и U_s(t) могут быть получены умножением входного сигнала U(t) на два ортогональных , т. е. сдвинутых друг относительно друга по фазе на p / 2, гетеродинных (опорных) напряжения с частотой f_пр .

Устройством, осуществляющим такое преобразование, является фазовый детектор. Фильтры нижних частот (ФНЧ) в двух (косинусном и синусном) квадратурных каналах подавляют все высшие гармоники, пропуская без искажения низкочастотные квадратурные составляющие отражённых сигналов.

Таким образом, комплексная огибающая узкополосного отражённого радиосигнала может быть представлена либо временными функциями огибающей и фазы (12.9) либо двумя квадратурными составляющими (12.11). Так как радиолокационная информация закодирована не в промежуточной частоте f_пр (12.9, 12.10) , а в огибающей U(t) (12.12) и фазе Y(t) (12.13), которые изменяются во времени медленно, то при использовании схемы фазового детектирования обеспечивается такое преобразование сигнала, при котором достаточные интервалы между выборками определяются не промежуточной частотой f_пр, составляющей десятки Мгц, а фактической шириной спектра отраженных сигналов, не превышающей единицы Мгц. Таким образом, фазовое детектирование открывает возможность аналого-цифрового преобразования сигналов для их когерентной обработки не в аналоговой, а в цифровой форме

В соответствии с методом формирования опорных колебаний различают 3 способа обеспечения когерентности в импульсных РЛС:

1. Создание непрерывных эталонных (опорных) колебаний, частота и фаза которых полностью соответствуют частоте и начальной фазе высокочастотного заполнения импульсов. Данный способ обеспечивает истинную внутреннюю когерентность РЛС.

2. Создание непрерывных эталонных (опорных) колебаний стабильной частоты, начальная фаза которых в момент излучения каждого зондирующего импульса равна начальной фазе высокочастотного заполнения излучаемого радиоимпульса. Данный способ обеспечивает эквивалентную внутреннюю когерентность РЛС.

3. Использование в качестве эталонных колебаний сигнала, отражённого от неподвижного объекта, т.е. сигнала пассивной помехи. Данный способ обеспечивает внешнюю когерентность РЛС. В простейшем случае РЛС с внешней когерентностью представляет собой некогерентную РЛС. В результате сложения сигналов, отражённых от неподвижного мешающего объекта и движущейся цели в одном элементе разрешения, на входе приёмника РЛС возникают биения. Амплитудный детектор РЛС выделяет огибающую результата биений, по которой определяется скорость движения объекта.

В реальных условиях наблюдения сигнал, отражённый от источника мешающих отражений, флюктуирует, вследствие чего будет иметь место паразитная модуляция результирующего сигнала. Для устранения влияния флюктуаций амплитуды на эффективность выделения движущихся целей используют дополнительные фазовые схемы (сигналы с выхода УПЧ подаются на фазовый детектор непосредственно и через линию задержки. Время задержки линии не превышает длительность τ_и зондирующих импульсов. Поэтому сигнал пассивной помехи на обоих входах фазового детектора имеет одинаковые доплеровские сдвиги и его амплитуда на выходе фазового детектора во времени не меняется. Сигнал же цели сравнивается в фазовом детекторе с сигналом пассивной помехи и отличается от него доплеровским сдвигом частоты).

Преимуществом РЛС с внешней когерентностью является простота передатчика и схемы обеспечения когерентности обработки, а также автоматическая компенсация скорости движения корабля-носителя РЛС относительно источника пассивной помехи и цели. Однако при отсутствии помехового сигнала, отражённого от неподвижного объекта, обнаружение движущихся целей с помощью РЛС с внешней когерентностью невозможно.

ТРЕТИЙ УЧЕБНЫЙ ВОПРОС: Структурная схема РЛС с внутренней когерентностью.

В РЛС, реализующих способ истинной внутренней когерентности в качестве передающего устройства (ПДУ) используется генератор СВЧ с независимым возбуждением. Колебания промежуточной частоты когерентного гетеродина (КГ) используются как для формирования опорного напряжения фазового детектора (ФД), так и для формирования высокочастотного заполнения зондирующих импульсов. С этой целью с помощью местного гетеродина (МГ) и преобразователя частоты (ПЧ) колебания когерентного гетеродина переносятся на несущую частоту. Такой способ использования когерентного гетеродина обеспечивает истинную внутреннюю когерентность (ИВК) РЛС.

Способ эквивалентной внутренней когерентности находит применение в тех РЛС, где в качестве передающего устройства используется автогенератор СВЧ, например, магнетронный генератор. В этом случае начальная фаза зондирующих импульсов носит случайный характер, т. е. зондирующие импульсы некогерентны. В связи с этим для запоминания начальной фазы каждый зондирующий импульс фазирует, т. е. навязывает свою начальную фазу когерентному гетеродину, который сохраняет её, а следовательно, сохраняет когерентность опорного напряжения в течение периода следования импульсов. Такой способ использования когерентного гетеродина обеспечивает эквивалентную внутреннюю когерентность (ЭВК) РЛС.

Структурная схема РЛС с внутренней когерентностью показана на рисунке.

Когерентность РЛС является необходимым условием селекции сигналов по доплеровскому смещению несущей частоты или доплеровскому набегу фазы. В когерентных РЛС путём сравнения принимаемых сигналов с зондирующим формируются доплеровские сигналы целей, у которых фазовые соотношения для любого момента времени определяются только скоростью движения источника отражения (доплеровским смещением).

При облучении движущейся цели на сигнальный вход фазового детектора поступают отражённые радиоимпульсы на промежуточной частоте, смещённой на частоту Доплера f_пр+F_дц. На выходе фазового детектора амплитуда видеоимпульсов является функцией разности начальных фаз φ(t) опорного и принятого сигналов (8.2, 8.3). Поскольку доплеровский набег фазы φ_дц (8.4) определяется величиной F_дц, то, следовательно, амплитуда импульсов пачки на выходе фазового детектора является функцией частоты Доплера. Если же объект отражения неподвижен (Д_о=const, V_p=0, F_д=0), то такая модуляция импульсов отсутствует.

Линия задержки обеспечивает задержку сигналов на период повторения импульсов. При вычитании сигналов в прямом и задержанном канале для неподвижной цели амплитуда на выходе сумматора будет равна нулю, а для движущейся цели модулирована с частотой Доплера. В этом состоит суть селекции движущихся целей (схем СДЦ) во временной области.