АИТ с обратным выпрямителем.

Принцип использования неуправляемого обратного выпрямителя заключается в том, что такой выпрямитель потребляет от источника переменного тока активную мощность, а обратного управляемого выпрямителя - как активную, так и реактивную мощность. С целью увеличения КПД инвертора, обратный выпрямитель по цепи постоянного тока включают на шины источника питания. Тем самым обратный выпрямитель возвращает часть преобразованной энергии вновь в источник питания.

Построение схемы АИТ с обратным выпрямителем показано на рисунок 1.11. Предположим, что вид схемы обратного выпрямителя тот же, что и у инвертора. По переменному току выпрямитель к инвертору подключен через трансформатор ТV2 с коэффициентом трансформации:

.

Нагрузка Z_н подключена к инвертору через инверторный трансформатор ТV1 с коэффициентом трансформации:

.

Рассмотрим вначале неуправляемый обратный выпрямитель на диодах и его векторную диаграмму (рисунок 1.12)

Для выходной цепи действительно векторное соотношение токов:

, (1.18)

где - ток инвертора по первой гармонике;

- приведенный к первичной обмотке трансформатора ток нагрузки;

- входной ток обратного выпрямителя.

На векторной диаграмме строим, как и ранее вектор приведенного к первичной обмотке трансформатора ТV1 напряжения на нагрузке , а так же векторы токов , . Известно, что входной ток неуправляемого выпрямителя совпадает по фазе с напряжением, в связи с чем вектор должен быть направлен вертикально, как и вектор напряжения . Стабилизирующему действию обратного выпрямителя ( , при ) будет отвечать постоянство угла Θ между вектором (или ) и вектором напряжения , а также неизменный ток . Отсюда следует, что при изменении тока нагрузки конец вектора будет перемещаться по линии MN, проходящей параллельно вектору ( ) и удаленной от него по оси абсцисс на величину тока . На рисунок 1.12 пунктиром показана векторная диаграмма для другого значения тока нагрузки .

Определим основные закономерности для АИТ с неуправляемым обратным выпрямителем. Для этого запишем уравнения связи выходного напряжения инвертора с напряжением питания E_d и аналогичное соотношение для выпрямителя.

(1.19)

или:

(1.20)

Считая, что инвертор и выпрямитель выполнены по одной и той же схеме, т.е. а_н=а_в получим:

(1.21)

Таким образом, угол Θ зависит только от коэффициента трансформации трансформатора ТV2, что обуславливает стабильность выходного напряжения инвертора. Согласно уравнениям (1.20):

(1.22)

Из уравнения (1.21) можно сделать важный вывод, что поскольку , то неуправляемый выпрямитель применим только при понижающем коэффициенте трансформации выпрямительного трансформатора ТV2 ( , W_1в>W_2в). Рассмотрим внешнюю выходную характеристику АИТ с неуправляемым выпрямителем в относительных единицах (рисунок 1.13). Она состоит из двух участков. Участок «a-b» соответствует естественной характеристике АИТ. На этом участке напряжение на выходе инвертора мало, обратный выпрямитель заперт и не принимает участия в работе. В точке «b» выпрямитель вступает в работу, ограничивая дальнейшее увеличение выходного напряжения инвертора на уровне n_в (в относительных единицах). Точка «а» характеризует граничный режим работы инвертора по току. Ей соответствует минимальный угол Θ=Θ_min, предоставляемый тиристорам инвертора для восстановления запирающих свойств.

В практических схемах АИТ с обратным выпрямителем, подключение последнего к выходу инвертора осуществляют с помощью автотрансформаторной связи, что позволяет исключить специальный трансформатор выпрямителя (рисунок 1.14). Схема трехфазного АИТ с неуправляемым выпрямителем состоит из трехфазного инверторного моста на тиристорах VS1-VS6 и выпрямительного моста на диодах VD1-VD6. Дроссели L_dB1, L_dB2 предназначены для обеспечения работы выпрямителя в режиме непрерывного тока. Первичная обмотка W₁ трансформатора имеет выводы, к которым подключены входы переменного тока обратного выпрямителя. Такое подключение создает необходимое снижение напряжение на входе выпрямителя по сравнению с выходным напряжением инвертора ( ). Нагрузка подключена к отдельной обмотке и для нее коэффициент трансформации .

При использовании управляемого выпрямителя (рисунок 1.11) с выхода инвертора потребляется не только активная, но и реактивная мощность. Воздействие выпрямителя на инвертор осуществляется изменением угла задержки α в отпирании тиристоров выпрямителя относительно напряжения . Из теории управляемых выпрямителей известно, что при этом первая гармоника входного тока (в данном случае i_ов) будет иметь отстающий фазовый сдвиг на угол α относительно входного напряжения U’_н. Таким образом векторная диаграмма (рисунок 1.15) будет отличаться от диаграммы (рисунок 1.12) направлением вектора .

С целью определения основных закономерностей для АИТ с обратным управляемым выпрямителем составим уравнения связи и Е по цепи инвертора и выпрямителя вида (1.19) и (1.20), которые действительны и для данного случая.

(1.23)

(1.24)

Из соотношения (1.20) верхнего и (1.24) находим:

(1.25)

Таким образом, с помощью управляемого выпрямителя можно не только стабилизировать, но и регулировать выходное напряжение инвертора. Причем, при стабилизации напряжения Θ=const, поэтому угол α должен быть неизменным. Коэффициент трансформации n_в может быть и повышающим и понижающим. При понижающем коэффициенте трансформации (n_в>1) управление углом α выпрямителя производится с учетом того, что α<Θ. При повышающем коэффициенте трансформации (n_в<1) соотношение обратное α>Θ. При непосредственном подключении инвертора к нагрузке (n_в=1), cos α=cos Θ и управление выпрямителя производят при α=Θ. На практике, трансформатор TV2 используют преимущественно при повышающем коэффициенте трансформации , так как за счет увеличения α уменьшается ток I_н, т.е. снижается загрузка инвертора по току и повышается КПД системы.

Выходные характеристики инвертора в относительных единицах на участках стабилизации находится подстановкой в (1.20 верх) cos Θ из (1.25).

(1.26)

Из (1.26) следует, что для расширения диапазона регулирования выходного напряжения в области малых углов α, целесообразно коэффициент трансформации выпрямительного трансформатора принимать понижающим (п_в>1).

Каждая характеристика семейства (рисунок 1.16, для п_в=1,5)состоит из 2-х участков. Спадающему участку соответствует запертое состояние выпрямителя. Этот участок определяется собственной характеристикой инвертора. Уровень 1/cosθ min характеризует предел коммутационной способности инвертора (минимально возможное выходное напряжение и максимально допустимый ток нагрузки). Увеличение угла α приводит к росту напряжения стабилизации и увеличению спадающего участка. В пределе, при α=90° выходная характеристика инвертора определяется его собственной характеристикой.

Стабилизация выходного напряжения в условиях изменяющегося тока нагрузки и постоянных Е и α будет осуществляться за счёт изменения I_ов. Конец вектора тока I_ов при этом будет перемещаться по линии MN, параллельной вектору U_и(I_и) и удалённой от него по оси абсцисс на величину тока I_c.

1.6. АИТ с индуктивно – тиристорным компенсатором.

Этот метод стабилизации, реже регулирование выходного напряжения АИТ основан на включении в выходную цепь инвертора аналога регулируемой индуктивности с целью компенсации реактивности конденсатора в условиях изменения тока нагрузки (рисунок 1.17).

Векторная диаграмма токов строится с учётом уравнения:

(1.27)

Индуктивно-тиристорный компенсатор (ИТК) создает составляющую тока, вектор которого I_к направлен параллельно оси абсцисс навстречу вектору тока I_c. При одинаковых параметрах нагрузки и питающего напряжения это вызывает уменьшение вектора тока I_И и соответственно загрузки тиристоров по току по сравнению с использованием обратного выпрямителя. Стабилизирующее действие ИТК основывается на том, что при изменении тока нагрузки происходит изменение задержки отпирания тиристоров ИТК. Благодаря этому изменяется эквивалентная индуктивность компенсатора и ток I_к, что обеспечивает неизменность угла θ и, следовательно, напряжения U_n. При этом конец вектора I_к будет скользить по линии MN (рисунок 1.18).

В отличие от АИТ с управляемым обратным выпрямителем, где для стабилизации выходного напряжения достаточно задать требуемый неизменный угол задержки α отпирания тиристоров выпрямителя, здесь для осуществления стабилизации необходимо иметь связь текущего значения напряжения на выходе инвертора с углом отпирания тиристоров ИТК. То есть в схеме должна быть осуществлена обратная связь по напряжению.

Принцип действия ИТК основан на применении встречно-параллельных тиристоров, включенных последовательно с индуктивностью (рисунок 1.19).

Примем напряжение на входе синусоидальным:

U=ng w:val="EN-US"/></w:rPr><m:t>П‰</m:t></m:r></m:e></m:func><m:r><w:rPr><w:rFonts w:ascii="Cambria Math" w:h-ansi="Cambria Math"/><wx:font wx:val="Cambria Math"/><w:i/><w:lang w:val="EN-US"/></w:rPr><m:t>t</m:t></m:r></m:oMath></m:oMathPara></w:p><w:sectPr wsp:rsidR="00000000"><w:pgSz w:w="12240" w:h="15840"/><w:pgMar w:top="1134" w:right="850" w:bottom="1134" w:left="1701" w:header="720" w:footer="720" w:gutter="0"/><w:cols w:space="720"/></w:sectPr></w:body></w:wordDocument>"> (1.28)

Если предположить, что тиристоры VS1 и VS2 отпираются в момент времени π/2; 3π/2; 5π/2 и т.д., то ток в цепи будет таким же, как и в отсутствии тиристоров:

i_k = (1.29)

Угол управления тиристорами для этого случая принимается равным нулю и отсчитывается от указанных моментов времени. При α>0 (рисунок 1.19,в) кривая тока i_k имеет импульсный характер и состоит из отрезков синусоиды длительностью π-2α. С ростом α длительность полуволн тока i_k будет сокращаться и при α = π/2, i_k=0. Первая гармоника тока имеет фазовый сдвиг относительно напряжения на входе, равный π/2 в сторону отставания, т.е. при изменении угла α индуктивно – тиристорная цепочка по первой гармонике тока представляет собой аналог регулируемой индуктивности. Оценку такого приближения даёт разложение в ряд Фурье кривой тока i_k, результат которого представлен на рисунке 1.20.

Кривые показывают отношение действующих значений гармонических составляющих тока I_kν к действующему значению его первой гармоники I_k(1)0 при α=0. Наибольшее значение 3-ей гармоники составляет 14% и 5-ой – 4,8% от основной. Остальные гармоники не учитываются ввиду их малости. Выражение для первой гармоники при изменении угла α имеет вид:

i_k1 = (1.30)

Отсюда получаем, что эквивалентная индуктивность, зависящая от угла α равна:

L_экв = (1.31)

При α=0; L_экв = L; при α=π/2, L_экв = .

ИТК получил наибольшее применение в трехфазных АИТ. Узел компенсации (рисунок 1.21) состоит из 3-х соединённых треугольником индуктивно-тиристорных цепочек. Благодаря такому соединению в кривой линейных токов i_КА, i_КВ, i_КС отсутствуют гармоники, кратные трём. Кривая линейного тока близка к синусоиде и по существу состоит из суммы первых гармоник токов двух межфазных индуктивно-тиристорных цепочек.

Применение ИТК имеет существенное преимущество перед обратным выпрямителем. Оно обусловлено тем, что при регулировании и стабилизации выходного напряжения компенсатор практически не потребляет активной мощности, в связи с чем потери мощности в системе малы. В АИТ с обратным выпрямителем стабилизация и регулирование осуществляется с потреблением части активной мощности от инвертора и возвращением её в источник питания. В результате циркуляции активной мощности в цепи источник питания – инвертор – обратный выпрямитель в системе наблюдаются потери энергии. Эти потери возрастают с уменьшением тока нагрузки, особенно при переходе к режиму холостого хода, когда вся преобразованная мощность инвертора передаётся через выпрямитель вновь в источник питания.