Биполярные транзисторы с изолированным затвором (IGBT)

Биполярные транзисторы с изолированным затвором выполнены как сочетание входного полевого транзистора с изолированным затвором и выходного биполярного транзистора.

При изготовлении полевых транзисторов с изолированным затвором всегда образуется паразитный биполярный транзистор, который не находил практического применения (рис. 3.30). В этой схеме VT1 – полевой транзистор с изолированным затвором, VT2 – паразитный биполярный транзистор, R1 – последовательное сопротивление канала полевого транзистора, R2 – сопротивление, шунтирующее переход база-эмиттер транзистора VT2.

Благодаря сопротивлению R2 транзистор VT2 заперт и не оказывает существенного влияния на работу полевого транзистора VT1.

Образованная структура из транзисторов VT2 и VT3 имеет глубокую внутреннюю обратную связь, так как ток коллектора VT3 влияет на ток базы VT2.

Таким образом, IGBT имеет три внешних вывода: эмиттер, коллектор, затвор. Соединения эмиттера и истока, базы и стока являются внутренними. Сочетание двух приборов в одной структуре позволило объединить достоинства полевых и биполярных транзисторов: высокое входное сопротивление с высокой токовой нагрузкой и малым сопротивлением во включённом состоянии.

Использование IGBT началось с 80-х годов и уже претерпела четыре стадии своего развития.

I поколение IGBT (1985 г.): предельные коммутируемые напряжения 1000 В и токи 200 А в модульном и 25 А в дискретном исполнении, прямые падения напряжения в открытом состоянии 3,0-3,5 В, частоты коммутации до 5 кГц (время включения/выключения около 1 мкс).

II поколение (1991 г.): коммутируемые напряжения до 1600 В, токи до 500 А в модульном и 50 А в дискретном исполнении; прямое падение напряжения 2,5-3,0 В, частота коммутации до 20 кГц ( время включения/ выключения около 0,5 мкс).

III поколение (1994 г.): коммутируемое напряжение до 3500 В, токи 1200 А в модульном исполнении. Для приборов с напряжением до 1800 В и токов до 600 А прямое падение напряжения составляет 1,5-2,2 В, частоты коммутации до 50 кГц (времена около 200 нс).

IV поколение (1998 г.): коммутируемое напряжение до 4500 В, токи до 1800 А в модульном исполнении; прямое падение напряжения 1,0-1,5 В, частота коммутации до 50 кГц (времена около 200 нс).

Схематичный разрез структуры IGBT показан на рис. 3.33, а. Биполярный транзистор образован слоями p+ (эмиттер), n (база), p (коллектор); полевой - слоями n (исток), n+ (сток) и металлической пластиной (затвор). Слои p+ и p имеют внешние выводы, включаемые в силовую цепь. Затвор имеет вывод, включаемый в цепь управления. На рис. 3.33, б изображена структура IGBT IV поколения, выполненного по технологии "утопленного" канала (trench-gate technology), позволяющей исключить сопротивление между p-базами и уменьшить размеры прибора в несколько раз.

Процесс включения IGBT можно условно разделить на два этапа. Включение прибора достигается увеличением напряжения затвора U_G до величины большей, чем пороговое U_п. Это приводит к формирования инверсионного слоя под затвором, который образует канал, связывающий исток с дрейфовой областью n^-. Электроны инжектируются из истока в дрейфовою область и полевой транзистор открывается. На втором этапе движение зарядов из n области в p область приводит к открытию биполярного транзистора и возникновению тока от эмиттера к коллектору. Таким образом, полевой транзистор управляет работой биполярного.

Большие пробивные напряжения, широкая область безопасной работы, удобство управления прибором, устойчивость к быстрому нарастанию напряжения и способность выдерживать большие нагрузочные токи делают их похожими на МОП-транзисторы. В то же время они лишены таких недостатков последних, как зависимость проводимости канала от температуры и уровня напряжения.

Для IGBT с номинальным напряжением в диапазоне 600-1200 В в полностью включённом состоянии прямое падение напряжения, так же как и для биполярных транзисторов, находится в диапазоне 1,5-3,5 В. Это значительно меньше, чем характерное падение напряжения на силовых MOSFET в проводящем состоянии с такими же номинальными напряжениями.

С другой стороны, MOSFET с номинальными напряжениями 200 В и меньше имеют более низкое значение напряжения во включённом состоянии, чем IGBT , и остаются непревзойдёнными в этом отношении в области низких рабочих напряжений и коммутируемых токов до 50 А.

По быстродействию IGBT уступают MOSFET, но значительно превосходят биполярные. Типичные значения времени рассасывания накопленного заряда и спадания тока при выключении IGBT находятся в диапазонах 0,2-0,4 и 0,2-1,5 мкс, соответственно.

Область безопасной работы IGBT позволяет успешно обеспечить его надёжную работу без применения дополнительных цепей формирования траектории переключения при частотах от 10 до 20 кГц для модулей с номинальными токами в несколько сотен ампер. Такими качествами не обладают биполярные транзисторы.

Так же как и MOSFET вытеснили биполярные в ключевых источниках питания с напряжением до 500 В, так и IGBT делают то же самое в источниках с более высокими напряжениями (до 3500 В).

Характеристики таких транзисторов аналогичны характеристикам биполярных транзисторов.

3.3 Тиристоры

3.3.1 Устройство и принцип действия

Тиристором называется полупроводниковый прибор с тремя последовательно включенными р-n-переходами, который может переключать­ся из закрытого состояния в открытое или наоборот. По устройству и принципу действия тиристоры подразделяются на динисторы, тринисторы и симисторы.

Структура динистора показана на рис. 3.34, а. Крайние об­ласти называются p₁ и n₂ -эмиттерами, а средние — р₂ и n₁ – базами.

К эмиттерным областям присоединяют выводы. Электрод, подклю­ченный к p₁-эмиттеру, называется анодом А, а к n₄-эмиттеру — като­дом К. Соответственно переходы П₁ и П₃ , называются эмиттерными, а переход П₂ - коллекторным.

При подключении к динистору напряжения (плюс — на аноде и минус — на катоде) переходы П₁ и П₃ , смещаются в прямом направле­нии, а средний переход П₂ — в обратном. Напряжение таким обра­зом оказывается целиком приложенным к коллекторному переходу П₂.

Динистор может быть представлен в виде двух условных транзи­сторов типов р-n-р и n-р-n, включенных согласно рис. 3.34, б. Эта ус­ловная модель позволяет пояснить ВАХ динистора (рис. 3.34, г). Пе­реход П₂ для обоих транзисторов является общим коллекторным пе­реходом. Ток коллекторного перехода П₂ определяется суммой трех составляющих коллекторных токов I_пр=I_к1+I_к2+I_к0. С учетом коэффициентов передачи токов эмиттеров a₁и a₂ имеем I_пр=a₁I_э1+a₂I_э2+I_к0

Так как переходы соединены последовательно: I_k1=I_k2=I_э1+I_э2=I_пр, откуда I_пр=I_к0/(1-(a₁+a₂)).

При повышении прямого напряжения U_пр от нулевого значения прямой ток I_пр медленно увеличивается (участок 1). В момент, когда сумма коэффициентов передачи токов эмиттеров a₁+a₂ будет приб­лижаться к единице, а знаменатель— к нулю, прямой ток I_пр резко возрастет, а сопротивление коллекторного перехода П₂ резко умень­шится. Процесс развивается за несколько микросекунд и сопровож­дается уменьшением сопротивления в результате лавинного увеличе­ния числа носителей электрических зарядов в слое П₂ и переноса тока через коллекторный переход П₂. Участок кривой II на ВАХ называют участком с «отрицательным» сопротивлением Напряжение, при кото­ром включается динистор, называют напряжением включения U_вкл.

В открытом состоянии динистор будет находиться до тех пор, пока через него проходит ток, равный току удержания I_уд (точка Б на участ­ке III на рис. 3.34, в). Номинальное значение прямого тока динистора определяется резистором нагрузки R_н.

Если изменить полярность внешнего напряжения, т.е. соединить анод с отрицательным, а катод с положительным зажимом источника, то переходы П₁ и П₃ смещаются в обратном направлении, а П₂ — в пря­мом направлении, и через динистор будет проходить небольшой об­ратный ток (участок IV на рис. 3.34, в) двух последовательно соеди­ненных и включенных в обратном направлении полупроводниковых диодов. Динистор будет находиться в закрытом состоянии. На рис. 3.34, гпоказано условное обозначение (графическое) динистора.

Тринистор, у которого имеется вывод от одной из баз, назы­вается триодным тиристором. Дополнительный третий вывод называет­ся управляющим электродом (УЭ). Тринистор (далее просто тиристор) по сравнению с динистором имеет возможность управлять напряжением включения с помощью цепи управления УЭ - катод, причем мощность в этой цепи значительно меньше мощности силовой цепи анод — катод.Тиристоры могут быть незапираемыми и запираемыми. В незапираемых тиристорах УЭ используется только для отпирания, т. е. для переключения тиристора в открытое состояние, а в запираемых тири­сторах посредством сигналов на УЭ можно как открывать, так и закры­вать тиристор (требуемая мощность запирающего управляющего импульса значительно выше мощности отпирающего импульса). Структура незапираемого тиристора приведена на рис. 3.35, а. Прибор состоит из четырех чередующихся р- и n -областей. Кроме анодного и катодного выводов, имеется еще и управляю­щий электрод - УЭ, который может быть присоединен к базовым р-или n- областям. Если УЭ присоединен к р-базе, на него подается по­ложительное напряжение по отношению к катоду, если к n-базе, по­лярность меняется на обратную.

Эффект управления объясняется тем, что входной ток УЭ увеличи­вает один из эмиттерных токов, т. е происходит рост коэффициента передачи тока a₁, или a₂. Поэтому условие a₁+a₂ > 1 выполняется уже при меньшем значении приложенного напряжения между анодом и катодом

На рис. 3.36 показано семейство ВАХ тиристора. Если вход­ной ток УЭ равен нулю, а напряжение подано в прямом направле­нии на анод и катод, тиристор переключается как динистор при внеш­нем напряжении U_вкл.

При увеличении напряжения в цепи управления растет ток управления, что приводит к уменьшению напряжения включения тиристора U_вкл.

Тиристор имеет два устойчивых состояния: первое характеризуется малым прямым током через тиристор и большим падением напряжения в нем, второе соответствует большому прямому току и малому падению напряжения на тиристоре. Управление тиристором осуществляется при его вклю­чении в проводящее (открытое) состояние. После этого тиристор ста­новится неуправляемым. Для запирания тиристора необходимо умень­шить его прямой ток до значения, не превышающего ток удержания I_уд, или подать напряжение обратной поляр­ности, или снять напряжение питания анод – катод. На рис. 3.35, б показано условное (графическое) изображение тиристора.