4 страница. 7.3. Дрейфовый биполярный транзистор

(42)

7.3. Дрейфовый биполярный транзистор

Увеличению коэффициента усиления способствует также неоднородное легирование базы: примесей вводят больше вблизи ЭП, меньше вблизи КП. В такой базе нескомпенсированных ионов примеси, появляющихся из-за рекомбинации основных и неосновных носителей, больше вблизи ЭП (квадраты рис. 36). В результате, в базе возникает собственное электрическое поле.

Рис. 36

Собственное поле в такой базе – ускоряющее для неосновных носителей и сила Кулона F_K заставляет их дрейфовать к КП. В результате свободные электроны (кружки на рис.36) пересекают базу быстрее (дрейфовый транзистор). Поэтому время пребывания в такой базе, так называемое время пролёта, меньше, вероятность рекомбинации и потери из-за неё меньше, импульсные и частотные свойства лучше. В настоящее время БТ изготавливаются преимущественно в виде дрейфовых транзисторов.

7.3. Биполярный транзистор в схеме с общим эмиттером

Если для полевых транзисторов наиболее распространённой является схема с общим истоком, то для БТ – это схема с общим эмиттером, рис. 35а.

Рис. 35а

При таком включении входным, управляющим током является самый маленький ток БТ – ток базы I_б, составляющий обычно 1…2 % от токов I_э и I_к. Поэтому усиление по току достигает десятков – сотен раз, а усиление по

мощности максимально.

Из основных уравнений схемы с общей базой можно получить основные уравнения схемы с общим эмиттером:

I_э = I_к + I_б (43)

(такой же, как и для схемы с общей базой, закон Кирхгофа)

I_к = βI_б + (β + 1)I_кб0 = βI_б + I_кэ0 (44)

Здесь β – коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером.

Согласно (44), обратный ток коллектора в схеме с общим эмиттером I_кэ0 значительно больше, чем I_кб0. Однако в кремниевых БТ и этот ток очень мал. Пренебрегая им, из (44) получим:

β = I_к / I_б (45)

Из основных уравнений рассмотренных схем включения следует связь β и α:

β = α / (1 – α) (46)

Если, например, количество экстрактированных из базы носителей составляет 98% от количества инжектированных в неё носителей, то α = 0.98. При этом согласно (46), β ≈ 50. Усиление по току в схеме с общим эмиттером в этом случае примерно в 50 раз больше, чем в схеме с общей базой.

7.4. Статические характеристики биполярного транзистора

Входные характеристики БТ в схеме с общей базой – это зависимостиI_э(U_эб), т.е. ВАХ эмиттерного перехода, рис. 37. Эти характеристики

Рис. 37

представляют интерес только при прямых входных напряжениях. Они близки к обычной для ВАХ p-n перехода экспоненте.

Положение входной характеристики несколько зависит от выходного напряжения U_кб. При увеличении этого напряжения увеличивается толщина КП. Следовательно, уменьшается толщина базы w и возрастает градиент инжектированных в неё свободных электронов dn/dw. Поэтому с ростом U_кб возрастает и диффузионный входной ток (эффект Эрли).

Выходные характеристики БТ в схеме с общей базой – это зависимости I_к(U_кб), т.е. ВАХ коллекторного перехода, рис. 38.

Рис. 38

По форме они такие же, как обратная ветвь ВАХ p-n перехода (см. рис. 14,б). В отличие от ВАХ p-n перехода, их принято помещать в первом квадранте, т.е. в перевёрнутом виде. Выходные характеристики обычно изображают в виде семейства характеристик. Это позволяет графически отразить не только зависимость I_к(U_кб), но и зависимость I_к(I_э).

По отношению к ВАХ p-n перехода выходные характеристики частично смещены в область прямых напряжений. Следовательно, I_к остаётся большим в отсутствие напряжения на КП и даже при небольших прямых напряжениях. Это объясняется тем, что экстракция неосновных носителей из базы осуществляется собственным полем КП. И только при небольших прямых напряжениях, близких к j_к0, поле в КП и ток в нём исчезают.

Входные и выходные характеристики БТ в схеме с общим эмиттером, как и в схеме с общей базой, подобны ВАХ p-n перехода.

Входные характеристики изображены на рис. 39. Входное напряжение

Рис. 39

в схеме с общим эмиттером U_кб – это напряжение на ЭП. Входной ток – это почти неизменная часть тока ЭП: I_б ≈ I_э/β. Поэтому входные характеристики в схеме с общим эмиттером отличаются только обратным проявлением эффекта Эрли, т.е. влиянием выходного напряжения U_кэ на входной ток I_б. Когда с ростом U_кэ КП расширяется, а база сужается, I_б уменьшается из-за уменьшения рекомбинации. Входные характеристики смещаются вправо, а не влево, как в схеме с общей базой. Выходные характеристики схемы общим эмиттером изображены на рис. 40. Выходной ток I_к, как и в схеме с общей базой – это ток КП. Выходное напряжение U_кэ - это напряжение на КП плюс напряжение на ЭП: U_кэ = U_кб + U_бэ. Поэтому выходные характеристики на величину U_бэсмещены вправо и целиком находятся в первом квадранте. Из-за того, что выходное напряжение частично приложено и к ЭП, выходные характеристики имеют также более значительный наклон.

Рис. 40

8. ИНЕРЦИОННЫЕ СВОЙСТВА МДП И БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ

8.1. Причины инерционности МДП и биполярных транзисторов

Термины инерционные или динамические свойства транзисторов подразумевают их неспособность мгновенно реагировать на появление входного сигнала. Если входным сигналом являются импульсы, открывающие или закрывающие транзисторный ключ, говорят об импульсных свойствах транзистора. Такие сигналы характерны для основной на сегодня цифровой электроники. Если сигнал непрерывный и описывается функциями частоты или частотным спектром, говорят о частотных свойствах. Такие сигналы характерны для аналоговой электроники.

Главной причиной инерционности любых электронных элементов является наличие в них ёмкостных или индуктивных, т.е. реактивных составляющих токов и напряжений. Так, ёмкостная составляющая тока любого диода возникает в нём из-за барьерной или диффузионной ёмкости. Индуктивная составляющая тока в элементах возникает из-за того, что любой проводник или полупроводник с током обладает индуктивностью. Ёмкость и индуктивность элементов часто называют паразитными (нежелательными) параметрами.

Паразитная ёмкость обратно пропорциональна, а индуктивность прямо пропорциональна длине пути тока в проводниках и слоях элементов. Поскольку длины проводников и толщины слоёв полупроводниковых элементов минимальны, для них более характерно влияние паразитной ёмкости.

Основным паразитным реактивным параметром МДП-транзистора является ёмкость между затвором и каналом C_зк, рис. 41,а. Другими

Рис. 41,а Рис. 41,б

факторами инерционности, такими как время дрейфа носителей в канале и его индуктивность почти всегда можно пренебречь.

Сложность учета влияния C_зк состоит в том, что эта ёмкость носит распределённый характер. На каждый элемент длины канала Δl приходится элемент сопротивления канала ΔR_к и элемент ёмкости затвор-канал ΔC_зк. В результате эквивалентная схема, позволяющая выполнить анализ динамических свойств, имеет вид рис.41,б.

Анализ цепей с распределёнными параметрами осложняется тем, что в нём появляется ещё одна переменная – расстояние x. Поэтому находит применение более простая эквивалентная схема с сосредоточенными параметрами, рис. 42. Здесь ёмкость ΔC_зк условно представлена двумя

Рис. 42

сосредоточенными ёмкостями – между затвором и истоком C_зи и между затвором и стоком C_зс. Эти ёмкости, а также ёмкость между транзистором и окружающим его полупроводником C_п, стали основными параметрами, отражающими инерционные свойства МДП-транзистора.

Инерционные свойства БТ в значительной степени определяются ёмкостями его p-n переходов ЭП и КП. Учёт их влияния осложняется тем, что характер и величина ёмкости зависят от напряжений и токов переходов (см. разд. 5.2). Поэтому, наряду с величиной барьерной ёмкости ЭП и КП в отсутствие внешнего напряжения C_б0, к основным параметрам инерционности относят коэффициент влияния m из (29).

Ещё один фактор инерционности БТ - относительно медленное перемещение инжектированных в базу носителей от ЭП к КП. Его влияние учитывается временем пролёта области базы, или просто временем пролета τ_пр.

8.2 Импульсные свойства МДП и биполярных транзисторов

Импульсные свойства характеризуют реакцию транзисторного ключа на подачу на вход управляющего напряжения в виде импульса, вызывающего отпирание и запирание транзистора.

На рис. 43 изображены схемы простейших ключей на МДП (а) и биполярном (б) транзисторах.

Рис. 43,а Рис. 43,б

В обоих ключах управляющий сигнал в виде короткого импульса поступает на вход от источника э.д.с. e_вх с внутренним сопротивлением R_i. Временные диаграммы e_вх изображены на рис. 44, а,б. Сток и коллектор транзисторов через сопротивление R подключены к источнику питания E_пит. Выходным напряжением ключей являются напряжения u_си и u_кэ соответственно. Штриховой линией на схемах условно обозначены входная и выходная ёмкость транзисторов C_вх и С_вых. Они являются сложными функциями напряжений, токов и паразитных параметров транзисторов, (см. разд. 8.1). Влияние факторов инерционности более точно учитывается методами компьютерного моделирования.

Хотя e_вх изменяется скачкообразно, входное напряжение обоих ключей изменяется не мгновенно, так как требуется некоторое время на заряд входной ёмкости, рис. 44, в, г. Поэтому отпирание обоих транзисторов начинается с некоторой задержкой t_з. В течение этого времени напряжение на затворе и базе достигают порогового напряжения U₀ и примерного напряжения отпирания эмиттерного перехода U*. В течение времени нарастания t_н завершается заряд C_вх, разряд С_вых и другие переходные процессы.

Рис. 44 Рис. 45

Токи достигают предельных значений I_с.нас и I_к.нас, что характерно для режима насыщения, используемого в ключах, рис. 44 д,е.

Запирание транзисторов связано с разрядом C_вх и зарядом С_вых. Кроме того, возвращение БТ в закрытое состояние сопровождается запаздыванием переходных процессов на время рассасывания t_расс. В течение этого времени БТ остаётся открытым из-за заряда неосновных носителей, накопившегося в базе в режиме насыщения. Этот заряд исчезает, «рассасывается» не мгновенно и в течение некоторого времени поддерживает ток экстракции.

Результатом переходных процессов является появление времён t₁₀ и t₀₁, которые требуются ключам на переход из состояния 1 в состояние 0 и наоборот, рис. 44 ж,з.

Более детально работа ключей рассматривается в курсе «Электроника».

8.3 Частотные свойства МДП и биполярных транзисторов

Частотные свойства характеризуют способность транзисторов обеспечивать усиление аналоговых сигналов на различных частотах. Такие сигналы, в отличие от цифровых (дискретных) сигналов, чаще отображаются функциями частоты, а не функциями времени. Частотные свойства транзисторов обычно описываются их амплитудно-частотными или фазо-частотными характеристиками (АЧХ или ФЧХ).

В качестве простейших усилителей на МДП и биполярных транзисторах можно рассматривать схемы на рис. 43. Принципиальным отличием аналоговых усилителей от ключей является использование активного (усилительного) режима, а не режимов отсечки и насыщения. Такой режим в рассматриваемых схемах способен обеспечивать входной источник. Создаваемое им входное напряжение должно содержать постоянную (режимную) составляющую напряжения на затворе или базе, необходимую для поддержания открытого состояния транзистора.

Частотные свойства МДП транзисторов принято описывать частотной характеристикой комплексной крутизны S:

S = I_с / U_зи = S₀ / (1 + jω/ω_s ), (47)

где S₀ – крутизна при ω = 0, ω_s – предельная частота крутизны.

Из (47) можно получить выражения для модуля и фазы комплексной крутизны, т.е. для АЧХ и ФЧХ:

|S| = S₀ / (1 + ω/ω_s)^½ , (48) φ = - arctg ω/ω_s (49)

Согласно (48), при ω = ω_s, |S| = S₀ /√2.

В графическом виде АЧХ и ФЧХ МДП транзистора изображены на рис. 45.

Рис. 45

Следует заметить, что ω_s даёт преувеличенное представление о частотных возможностях МДП транзистора. На самом деле его коэффициенты усиления по напряжению и по мощности начинают снижаться на намного более низких частотах. Главной причиной этого является наличие неустранимой ёмкости затвор-канал, что легко устанавливается методами компьютерного моделирования.

Частотные свойства БТ обычно описываются комплексным коэффициентом передачи тока в схеме с общим эмиттером β:

β = I_к / I_б = β₀ / (1 + jω/ω_β)^½ (50)

где β₀ – коэффициент передачи тока в схеме с ОЭ при ω = 0, ω_β – предельная частота коэффициента передачи тока в схеме с ОЭ.

Из (50) можно получить выражения для модуля и фазы комплексного коэффициента β, т.е. для АЧХ и ФЧХ:

|β| = β₀ / (1 + ω/ω_β)^½, (51) φ = - arctg(ω/ω_β) (52)

АЧХ и ФЧХ БТ в схемах с ОЭ и ОБ изображены на рис. 46.

Рис. 46

Для схемы с ОЭ применяется также понятие граничная частота коэффициента передачи тока ω_гр. На этой частоте |β| = 1, т.е. усилительные свойства полностью утрачиваются.

Реже используется схема с общей базой, усиление которой значительно меньше. В то же время такое включение обеспечивает равномерное усиление и минимальный фазовый сдвиг в намного бóльшей полосе частот.

Более детально транзисторные усилители аналогового сигнала рассматриваются в курсе «Электроника».

9. IGBT ТРАНЗИСТОР

Большим достоинством МДП транзистора является способность сохранять открытое или закрытое состояние в отсутствие тока и мощности, потребляемых от источника управляющего сигнала. Напротив, БТ в открытом состоянии потребляет от источника сигнала ток базы I_б и, следовательно, некоторую мощность, иногда очень значительные.

Большим достоинством биполярного транзистора в ключевом режиме является на порядок меньшее падение напряжения на открытом и насыщенном транзисторе. Это означает, что тепловые потери в ключе на БТ значительно меньше, а максимальный допустимый ток значительно больше. Мощные ключи на БТ способны в открытом состоянии пропускать ток в сотни и даже тысячи ампер. Кроме того, они способны в закрытом состоянии выдерживать напряжение до нескольких тысяч вольт.

Указанными достоинствами одновременно обладает IGBT транзистор. Основной ток в нём протекает в биполярной структуре, а управление этим током осуществляется, как в МДП транзисторе, с помощью изолированного затвора. Отсюда название транзистора - Insulated Gate Bipolar Transistor, т.е. биполярный транзистор с изолированным затвором.

Устройство IGBT транзистора поясняет рис. 47,а. Здесь же показано

Рис. 47

его условное обозначение, подчёркивающее сходство с МДП транзисторами и БТ, рис. 47,б.

Структуру вида рис. 47,а в первом приближении можно рассматривать как сочетание n-канального МДП транзистора и БТ со структурой n⁺-p-n, рис. 47,в. Прилегающие к коллектору n⁺ и p⁺ слои являются вспомогательными и улучшают характеристики IGBT транзистора.

10. КОНТАКТ ПРОВОДНИК - ВАКУУМ. ЭЛЕКТРОННЫЕ ЛАМПЫ

Проводник в вакууме также можно рассматривать как контакт двух веществ, точнее, двух сред. В таком контакте возникает явление термоэлектронной эмиссии.

Термоэлектронная эмиссия, в дальнейшем просто эмиссия, является результатом обычной для контактов диффузии свободных электронов из металла (где их много) в окружающий вакуум (где их нет). Эмиссия тем интенсивней, чем меньше работа выхода из металла и чем выше температура.

В простейшем электровакуумном приборе, диоде, вакуум создаётся в стеклянном, керамическом или металлическом баллоне. На условном обозначении диода он отображается кружком или овалом, рис. 48.

Рис. 48

Эмиссия возникает в контакте металла катода с окружающим вакуумом. Катод нагревается с помощью расположенной внутри него нити накала до нескольких сотен градусов. Это, а также выбор металла (иногда полупроводника) катода с минимальной работой выхода, обеспечивает необходимый ток эмиссии I_э.

На небольшом расстоянии от катода располагается второй электрод – анод. Если напряжение на аноде по отношению к катоду положительное, анод создаёт между катодом и анодом положительное электрическое поле. Это поле заставляет электроны двигаться от катода к аноду. Возникает анодный ток I_а. При отрицательном напряжении на аноде этого тока нет. Отсюда односторонняя проводимость, как и в диодах на основе m-n и p-n переходов.

В электровакуумном триоде (рис. 49) имеется ещё один электрод –

Рис. 49

управляющая сетка – сетчатый электрод, расположенный между катодом и анодом. Через просветы в сетке могут пролетать электроны. На управляющую сетку подаётся напряжение входного сигнала u_вх и постоянное напряжение смещения от источника Е_с. Суммарное напряжение на сетке u_c = u_вх + Е_с, как правило, небольшое иотрицательное. При этом электроны не перехватываются сеткой и сеточного тока нет. В противном случае, при

положительном u_c, наблюдается захват сеткой части электронов из потока, идущего от катода к аноду. В результате появляется сеточный ток, растёт потребление мощности от источника сигнала, уменьшается коэффициент усиления по мощности. Одновременно уменьшается полезный выходной ток I_а.

Расположение сетки, её «густота», величины сеточного и анодного напряжения таковы, что суммарное поле сетки и анода вблизи катода положительное и возникает значительный I_а. В то же время поле сетки сильно влияетна величину I_ат.к. она расположена намного ближе к катоду и эффективно управляет потоком электронов. В результате, из-за отсутствия

или малости входного (сеточного) тока мощность источника сигнала ничтожна по сравнению с мощностью, выделяемой в нагрузке Р_н = I_а²∙ R_н. Следовательно, лампа обладает большим коффициентом усиления по мощности.

С ростом отрицательного напряжения на сетке суммарное поле у катода ослабевает. Это вызывает уменьшение тока анода I_а. При достаточно большом отрицательном напряжении на сетке u_C ток анода I_а исчезает (режим отсечки). Электрические свойства триода хорошо отражает семейство анодных характеристик – зависимостей I_аот U_a при различных напряжениях на управляющей сетке E_с. Типичное семейство анодных характеристик триода изображено на рис. 50.

По анодным характеристикам хорошо видно, что влияние сеточного напряжения на анодный ток намного сильнее, чем влияние анодного

Рис. 50

напряжения. Так, изменение напряжения на управляющей сетке с -3 В до -6 В при неизменном U_a = 100 В уменьшит I_а на 14 мА. В тоже время для изменения I_ана 4 мА потребуется приращение Δ U_a = 200 В.

Лампа с двумя сетками, т.е. с четырьмя электродами, называется тетрод, с тремя сетками – пентод. В таких лампах имеются дополнительные сетки, улучшающие электрические свойства.

Наряду со статическими характеристиками для описания свойств ламп используется следующие три дифференциальных (малосигнальных) параметра. Это крутизна анодно-сеточной характеристики S = dI_а / dU_c, внутреннее сопротивление R_i = dU_а /dI_а, коэффициент усиления по напряжению = dU_а / dU_c. Все три параметра определяются при неизменности остальных токов и напряжений. Из приведённых формул следует:

= SR_i (53)

11. КОМПЬЮТЕРНОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ ЭЛЕКТРОННЫХ ЭЛЕМЕНТОВ

11.1. Компьютерная модель диода

Компьютерное моделирование электронных элементов заключается в отыскании их эквивалентных схем и математических описаний, делающих возможным компьютерный анализ сложных схем с такими элементами.

Сегодня количество элементов в интегральных схемах может достигать 10⁹ и более. Примерно такое же количество уравнений содержат системы уравнений, описывающих схемы. Решение таких систем иногда невозможно даже с использованием суперкомпьютеров. Поэтому разработка компьютерных моделей элементов – это всегда компромисс между их точностью и сложностью.

Рассмотрим возможности моделирования полупроводникового диода на примере диода на основе p-n перехода.

Простейшей компьютерной моделью полупроводникового диода является идеальный электронный ключ, обладающий нулевым сопротивлением при прямом напряжении и бесконечным – при обратном. Такая модель отражает главное свойство диода – одностороннюю проводимость. Однако при этом не учитывается наличие прямого и обратного сопротивлений, их нелинейность, наличие ёмкости p-n перехода и другие важные его свойства.

Более совершенной является модель, основывающаяся на формуле Шокли (см. разд. 4.3):

I = I₀(expU/j_T – 1)

(((не знаю в какой проге этот источник изображён, не удаётся его сблизить с формулой. Надо бы возле него написать «I». Я бы ещё между ними поставил запятую. Номера им давать считаю не надо, слишком жирно)))

Диод при этом моделируется как зависимый источник тока. Зависимость тока I от приложенного напряжения U описывается формулой Шокли (22).

Но и такая модель не отражает важнейших свойств реального диода: возникновение пробоя при обратном напряжении, наличие наклона начальной части обратной ветви ВАХ, вырождение экспоненты в линейную зависимость тока от напряжения в области больших прямых токов (рис. 51). Кроме того, эта модель не учитывает инерционные свойства диода: согласно (22), ток диода не зависит от частоты и времени, т.е. его частотные и импульсные свойства идеальны.

Рис. 51

Более точной, но и более сложной является модель на основе эквивалентной схемы рис. 50 и системы уравнений (54), (55), (56):

I

(U – U_пр)/R_пр при U < U_пр (54)

C

I = I₀(exp(U/j_T – 1) при U_пр £ U £ U_C (55)

R_ут ^I_с ^{+ (U– U}_C^)/R_б ^{при U >U}_C ⁽⁵⁶⁾