Вторичные источники питания

Неотъемлемой частью всех электронных систем, являются вторичные источники питания (ВИП), обеспечивающие их электрической энергией требуемого вида и качества. Эту энергию вырабатывют электростанции, аккумуляторы, гальванические, солнечные, атомные батареи и т.д.

Параметры первичных источников питания не всегда удовлетворяют требованиям, предъявляемым к ним радиоэлектронной аппаратурой, именно поэтому между первичным источником питания и электронной системой включают специальное преобразующее устройство, называемое вторичным источником питания.

Наиболее широко используются ВИП, преобразующие переменное напряжение промышленных и специальных сетей электропитания в постоянное. На рис.1 приведена структурная схема простейшего стабилизированного ВИП. Основными элементами и каскадами ВИП являются: силовой трансформатор, выпрямитель, сглаживающий фильтр и стабилизатор напряжения.

Сеть

Рис.1. Структурная схема ВИП.

Трансформатор служит для преобразования амплитуды входного напряжения (напряжения первичного источника) до необходимого значения, определяемого заданным выходным (постоянным) напряжением ВИП. Кроме того, трансформатор обеспечивает электрическую изоляцию (развязку) цепи нагрузки ВИП от первичного источника, что в ряде случаев необходимо для нормальной работы системы.

Выпрямитель преобразует переменное напряжение с выхода трансформатора в однополярное (пульсирующее) напряжение, поступающее на сглаживающий фильтр. Чаще всего выпрямитель выполняется на силовых выпрямительных полупроводниковых диодах.

Сглаживающий фильтр необходим для устранения (уменьшения) пульсаций выпрямленного напряжения.

Стабилизаторслужит для обеспечения постоянства напряжения на нагрузке при ее изменении и воздействии других факторов нестабильности.

Выпрямители с активной нагрузкой

Выпрямители выполняют главную роль во вторичных источниках питания. Остальные узлы в отдельных случаях могут и отсутствовать. Выпрямители можно классифицировать по следующим основным признакам:

– по мощности, выделяемой в нагрузке – малой мощности (до 100 Вт), средней мощности (100–1000 Вт), большой мощности (более 1000 Вт);

– по типу вентилей – кенотронные, газоразрядные, полупроводниковые;

– по характеру нагрузки – с активной, емкостной, индуктивной нагрузками;

– по схеме выпрямления (форме выпрямленного напряжения) – однополупериодные, двухполупериодные.

В полупроводниковых радиоэлектронных схемах чаще всего используются маломощные выпрямители, где в качестве выпрямляющих элементов присутствуют силовые полупроводниковые диоды.

Однополупериодный выпрямитель

На рис. 2 приведены принципиальная схема простейшего однополупериодного выпрямителя и осциллограммы токов и напряжений, характеризующих его работу. В качестве входного напряжения использовано однофазное синусоидальное напряжение. Нагрузка R_н чисто активная и включена последовательно с выпрямительным диодом VD. Анализируя работу такого выпрямителя, обычно полагают, что выходное сопротивление первичного источника и сопротивление диода VD при прямом смещении много меньше R_н, а сопротивление VD при обратном смещении – чрезвычайно велико.

а б

Рис. 2. Однополупериодный выпрямитель: а – принципиальная схема; б – осциллограммы работы

Принцип действия схемы следующий. При положительных полупериодах напряжения вторичной обмотки диод открыт, и в цепи нагрузки протекает ток i_н. В отрицательный полупериод диод заперт, и ток в нагрузке отсутствует. Из осциллограмм видно, что на R_н в течение одного полупериода появляются импульсы напряжения, имеющие форму, близкую к полуволнам синусоиды, то есть однополупериодный выпрямитель преобразует переменное напряжение в пульсирующее. Постоянная составляющая пульсирующего напряжения U_но представляет собой среднее значение выпрямленного напряжения: U_но=0,45U_н (рис. 2, б).

Основным достоинством рассмотренной схемы является ее простота. К недостаткам же следует отнести большие пульсации выпрямленного напряжения и его низкую частоту. Кроме того, в обмотках трансформатора наряду с переменным током течет и постоянный, и это вызывает подмагничивание сердечника. По этой причине уменьшается его магнитная проницаемость, что в свою очередь снижает индуктивность обмоток трансформатора. Все это приводит к необходимости увеличения расчетной мощности трансформатора, то есть к увеличению его габаритов и веса. Однополупериодные выпрямители обычно применяются для питания высокоомных нагрузочных устройств (например, электронно-лучевых трубок и газоразрядных ламп), допускающих повышенную пульсацию; их мощность не более 10–15 Вт. Гораздо более широкое применение получили схемы двухполупериодных выпрямителей.

Двухполупериодный выпрямитель
со средней точкой

На рис. 3, а приведена принципиальная схема двухполупери­одного выпрямителя и осциллограммы ее работы. Здесь использован трансформатор с выводом от средней точки вторичной обмотки. Схема соединения обмоток такова, что одинаковые по величине напряжения на выводах вторичных обмоток относительно общей (нулевой) точки сдвинуты по фазе на 180º. Вторичные обмотки трансформатора подключены к анодам диодов VD1 и VD2. Выходное напряжение U_н снимается между нулевой точкой трансформатора и точкой соединения катодов обоих диодов.

а) б)

Рис. 3. Двухполупериодный выпрямитель со средней точкой: а – принципиальная схема; б – осциллограммы работы

Работа схемы происходит следующим образом. Напря­жения на диодах VD1 и VD2 находятся в противофазе. В один полупериод входного напряжения открыт один диод, например VD1, а второй закрыт, например VD2. При этом в цепи нагрузки протекает ток. В другой полупериод состояния диодов изменяются на противоположные (VD2 открыт, а VD1 заперт). И в этом случае через R_н протекает ток, причем в том же самом направлении. Среднее значение выпрямленного напряжения в этой схеме связано с величиной напряжения вторичной обмотки соотношением U_но = 0,9U₂ (рис. 3, б), что в два раза выше, чем в схеме одно­полу­пери­од­ного выпрямителя. Частота пульсаций здесь также в два раза выше.

Двухполупериодный мостовой выпрямитель

Наиболее часто в маломощных ВИП используется мостовой выпрямитель. Его принципиальная схема (рис. 4, а) содержит трансформатор и четыре диода, включенных по схеме моста. К одной диагонали моста подсоединяется вторичная обмотка трансформатора, а к другой – нагрузочный резистор R_н. Каждая пара диодов работает поочередно.

а б

Рис. 4. Мостовой выпрямитель: а – принципиальная схема: б – осциллограммы работы

Особенность работы схемы заключается в следующем. При положительной полуволне напряжения U₂ (знаки на вторичной обмотке без скобок) ток протекает через открытый диод VD1 (плюс соединен с анодом), резистор R_н и открытый диод VD3 (катод соединен с минусом обмотки трансформатора). Диоды VD2 и VD4 в это время находятся под обратным напряжением и не пропускают тока.

При отрицательной полуволне напряжения U₂ (знаки на вторичной обмотке в скобках), когда потенциал верхнего конца обмотки становится отрицательным, а нижнего конца – положительным, открываются диоды VD2 и VD4, и ток протекает через диод VD2, сопротивление R_н и диод VD4. Диоды VD1 и VD3 в этот полупериод напряжения U₂ заперты. Следует заметить, что направление токов в нагрузке в течение обоих полупериодов совпадает.

Таким образом, ток вторичной обмотки протекает через нагрузку в течение всего периода, что обеспечивает лучшее использование трансформатора в схеме: для получения заданного выходного напряжения требуется вдвое меньшее число витков вторичной обмотки. На нагрузке при этом выделяется постоянное напряжение U_но=0,9U₂ как и в предыдущей схеме. Если оценить максимальное обратное напряжение на закрытых диодах, то оно такое же, как и в простейшем однополупериодном выпрямителе, а именно U_{обр max} . И, наконец, пульсации выпрямленного напряжения в этой схеме значительно меньше. Все эти преимущества достигнуты в основном за счет увеличения числа диодов в четыре раза, что является единственным недостатком мостового выпрямителя.

Сглаживающие фильтры

Анализируя форму выходных напряжений выпрямителей, следует еще раз отметить, что в любой схеме выпрямителя оно является пульсирующим, то есть кривая выпрямленного напряжения помимо постоянной составляющей содержит и переменную, что является нежелательным в подавляющем большинстве случаев. Пульсации напряжения обычно оцениваются по значению коэффициента пульсаций К_в, который представляет собой отношение амплитуды основной гармоники переменного напряжения U_m к постоянной составляющей U_но

В однополупериодном выпрямителе К_в = 1,57, в двухполупериодном мостовом К_в = 0,67. С такими коэффициентами пульсаций выпрямленное напряжение в подавляющем большинстве случаев использовать нельзя, так как при этом работа электронных блоков и устройств резко ухудшается или вообще недопустима.

Для снижения пульсаций выпрямленного напряжения необходимы сглаживающие фильтры, которые способны доводить пульсации выпрямленного напряжения до допустимой величины, практически не влияющей на работу радиоэлектронных устройств. Включаются фильтры во вторичном источнике питания между выпрямителем и стабилизатором. Основными элементами сглаживающих фильтров являются конденсаторы и катушки индуктивности, реактивные сопротивления которых зависят от частоты тока. Так, сопротивление конденсатора постоянному току стремится к бесконечности, а сопротивление катушки индуктивности стремится к нулю и, наоборот, сопротивление конденсатора переменному току стремится к нулю, а сопротивление катушки индуктивности стремится к бесконечности.

Чтобы понять, как происходит сглаживание кривой выпрямленного напряжения, рассмотрим работу однополупериодного выпрямителя с емкостным фильтром (схема на рис. 5, a) с точки зрения энергетических процессов, используя для этого временные диаграммы работы устройства (рис. 5, б).

а б

Рис. 5. Однополупериодный выпрямитель с емкостным фильтром: а – принципиальная схема; б – осциллограммы работы

До включения выпрямителя в сеть напряжение на конденсаторе равно нулю. На протяжении положительного полупериода напряжения вторичной обмотки конденсатор заряжается током, протекающим через диод. В течение отрицательного полупериода диод ток не проводит, а конденсатор разряжается на нагрузку R_н. Пусть к моменту времени t₁ (рис. 5, б) на конденсаторе остается напряжение U_c1. Ток через диод будет протекать лишь во время положительного полупериода, когда U₂ > U_c1. В интервале времени t₁ – t₂ напряжение U₂ > U_c1 и конденсатор заряжается током диода до напряжения U_c2. Напряжение на конденсаторе и нагрузке нарастает по экспоненциальному закону, а скорость нарастания определяется постоянной времени заряда конденсатора: τ_зар ≈ СR_пр, где R_пр – сопротивление прямо смещенного диода.

В интервале времени t₂– t₃ напряжение U₂ < U_c, и диод не проводит тока. В этом интервале времени конденсатор разряжается на сопротивление нагрузки, причем ток в нагрузке имеет прежнее направление. Напряжение на конденсаторе уменьшается по экспоненциальному закону, а скорость разряда зависит от постоянной времени цепи разряда конденсатора: τ_раз ≈ СR_н.

Если τ_раз ≥ Т_с (где Т_с – период напряжения сети), то к моменту времени t₃ конденсатор не разряжается до нуля и имеет конечное значение U_c1. В промежуток времени t₃ – t₄ снова происходит заряд конденсатора до напряжения U_c2, и далее процесс повторяется. Для того, чтобы выпрямленное напряжение на нагрузке меньше изменялось во времени (от U_c2 до U_c1), то есть имело меньшие пульсации, постоянная времени τ_раз ≈ СR_н должна быть возможно больше. При заданной емкости конденсатора это легче обеспечить при большом сопротивлении нагрузки, то есть. при малом токе нагрузки, поэтому выпрямители с емкостным характером нагрузки, как правило, применяются для маломощных устройств.

Обратное напряжение на диоде складывается из отрицательной полуволны напряжения на вторичной обмотки и напряжения на конденсаторе: U_обр = U_2m + U_cm. Если пренебречь внутренним сопротивлением выпрямителя, то можно считать, что конденсатор заряжается до амплитудного напряжения вторичной обмотки трансформатора, и тогда U_обр = 2U_2m. Об этом следует помнить при выборе диода для выпрямителя.

Из анализа осциллограмм выходного напряжения в схеме выпрямителя с емкостным фильтром (рис. 5, б) следует, что фильтры помогают уменьшать амплитуду переменной составляющей в напряжении, получаемом на выходе выпрямителя. На рис. 6 показаны различные схемы простейших, так называемых, однозвенных фильтров.

На рис. 6, а показан емкостной фильтр, который образуется путем включения конденсатора параллельно нагрузке. При этом создается дополнительная цепь протекания переменной составляющей тока, минуя цепь нагрузки. Поскольку сопротивление конденсатора переменному току мало, падение напряжения на нем от переменной составляющей тока также мало, чем достигается уменьшение пульсаций выходного напряжения.

Для эффективной работы фильтра величину емкости конденсатора выбирают такой, чтобы его сопротивление было во много раз меньше сопротивления нагрузки (1/ωC_ф << R_н). При этом переменная составляющая тока шунтируется конденсатором, а постоянная составляющая тока течет в основном через R_н.

На рис. 6, б представлен индуктивный фильтр, состоящий из дросселя, который включен последовательно с нагрузкой R_н.

аб

Рис. 6. Схемы однозвенных фильтров: а – емкостного; б – индуктивного

Дроссель представляет большое сопротивление для переменного тока, поэтому на нем гасится большая часть переменного напряжения, а постоянное напряжение выделяется на нагрузке, поскольку сопротивление дросселя для постоянного тока практически равно нулю. Фильтр будет работать тем эффективнее, чем больше будет его индуктивность L_ф или меньше сопротивление нагрузки. Обычно индуктивность выбирают такой, чтобы ее сопротивление намного превышало сопротивление нагрузки (ωL_ф >> R_н).

Для улучшения формы выпрямленного напряжения, применяют многозвенные фильтры. Они являются более сложными по сравнению с однозвенными и обеспечивают еще большее уменьшение коэффициента пульсаций.

На рис. 7, а показан простейший многозвенный Г-образный LC-фильтр. Снижение пульсаций LC-фильтром объясняется совместным действием индуктивности катушки и емкости конденсатора. Снижение переменных составляющих выпрямленного напряжения обусловлено как шунтирующим действием конденсатора С_ф, так и значительным падением переменных составляющих на дросселе L_ф. В то же время постоянная составляющая напряжения на нагрузке R_н не уменьшается, так как отсутствует сколько-нибудь значительное падение напряжения на активном сопротивлении дросселя.

а б в

Рис. 7. Схемы многозвенных фильтров.

В маломощных выпрямителях, у которых сопротивление нагрузки составляет несколько килоОм, применяют фильтры, где вместо дросселя включают резистор R_ф. Такой фильтр называют Г-образным RC-фильтром, его схема представлена на рис. 7, б.

Такое схемное решение, существенно уменьшает массу и стоимость фильтра. Кроме того, при выборе элементов схемы в соответствии с условием R_ф >> X_Сф на резисторе R_ф создается значительно большее падение напряжения от переменных составляющих, чем на резисторе R_н. Таким образом, доля переменной составляющей в выпрямленном напряжении по отношению к постоянной составляющей на резисторе R_н значительно уменьшается. Однако, коэффициент сглаживания для Г-бразного RC-фильтра меньше, чем коэффициент сглаживания для LC-фильтра.

Ещё большим коэффициентом сглаживания характеризуется многозвенный П-образный LC-фильтр (рис. 7, в), который состоит из емкостного фильтра С_ф1 и Г-образного L_фC_ф2 -фильтра. Больший коэффициент сглаживания П-образного фильтра по сравнению с Г-образным достигается за счет ухудшения таких параметров, как габариты, масса и стоимость.

Усилители

Общие сведения об усилителях

Усилителем называют устройство, предназначенное для увеличения параметров электрического сигнала (напряжения, тока, мощности). Усиление происходит с помощью активных элементов за счет потребления энергии от источника питания.

На рис. 8 приведена структурная схема усилительного каскада. В ней усилитель представлен как активный четырехполюсник. Источник входного сигнала показан в виде генератора напряжения Е_г, имеющего внутреннее сопротивление R_г. На выходе усилителя подключено сопротивление нагрузки R_н. Ни генератор, ни нагрузка не являются частями усилительного каскада, но довольно часто играют значительную роль в его работе.

Рис. 8. Структурная схема усилительного каскада

Согласно классификации все известные усилители по зависимости выходной и входной характеристик можно подразделить на два больших класса: с линейным и нелинейным режимом работы (рис.9).

К усилителям с линейным режимом работы предъявляются требования получения выходного сигнала, близкого по форме к входному. Искажения формы сигнала, вносимые усилителем, должны быть минимальными. Это достигается благодаря пропорциональной передаче усилителем мгновенных значений напряжения (тока), составляющих во времени входной сигнал. Коэффициенты усиления здесь рассчитываются по амплитудным значениям напряжения и тока.

В усилителях с нелинейным режимом работы пропорциональность в передаче мгновенных значений входного сигнала отсутствует. После достижения некоторой величины входного сигнала при его увеличении сигнал на выходе усилителя остается без изменения. Такие усилители нашли применение в основном для преобразования входного сигнала, а не для усиления, поэтому здесь рассматриваться не будут.

Усилители с линейным режимом работы по назначению делят на усилители напряжения, тока и мощности, которые, в свою очередь, могут быть поделены на два больших класса: усилители постоянного напряжения и тока (УПТ), предназначенные для усиления сигналов со сколь угодно малыми частотами, включая постоянную составляющую, и усилители переменного тока, усиливающие только переменные сигналы.

В зависимости от диапазона усиливаемых частот различают усилители звуковых частот (УЗЧ), усилители высокой частоты (УВЧ, в том числе и УСВЧ), широкополосные усилители (ШПУ) и узкополосные усилители (УПУ). Усилители звуковых частот работают на частотах от 15 Гц до 20 кГц, усилители высоких частот – на частотах от 50 кГц до 100 МГц, широкополосные усилители имеют полосу усиливаемых частот от 15 Гц до100 МГц.

Рис. 9. Классификация усилителей

По интенсивности усиливаемых колебаний различают усилители слабых и сильных сигналов (усилители мощности).

По типу активного элемента выделяют транзисторные, ламповые, диодные, квантовые, параметрические и другие усилители.

Основные параметры и характеристики усилителей

Коэффициенты усиления. Одним из основных параметров усилителя является коэффициент усиления. Различают три коэффициента усиления: по напряжению К_u = U_вых/U_вх, по току К_i = I_вых /I_вх и по мощности К_р = Р_вых/Р_вх. Коэффициент усиления по напряжению на средней частоте обозначают К_о, на нижних частотах К_н, а на верхних частотах К_в.

Как правило, усилитель состоит из нескольких усилительных каскадов, соединенных друг с другом последовательно (рис.10). Первый каскад является входным, последний – выходным или оконечным.

Рис. 10. Структурная схема многокаскадного усилителя.

Соединение каскадов между собой в многокаскадном усилителе может быть осуществлено различными способами. Один из широко распространенных способов для усилителей переменного тока или напряжения реализуется с помощью разделительных емкостей. Такой усилитель называется усилителем с емкостной или с RC-связью. Для усилителей постоянного тока используется непосредственная (гальваническая) связь. Последняя широко представлена в интегральных микросхемах усилителей.

Общий коэффициент усиления многокаскадного усилителя равен произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов.

Помимо усиления сигнала необходимо, чтобы усилитель не изменял его формы, то есть в идеальном случае точно повторял все изменения (напряжения или тока). При этом допускается некоторый сдвиг сигнала во времени. Отклонение формы выходного сигнала от формы входного сигнала принято называть искажениями, которые бывают двух видов: линейные и нелинейные. Иллюстрируют эти искажения амплитудно-частотная и амплитудная характеристики усилителя, представленные на рис. 11.

Амплитудно-частотная характеристика усилителя. Из-за наличия в схеме усилителя реактивных элементов, а также частотных свойств транзистора коэффициент усиления усилителя имеет различные значения на разных частотах, как видно на рис. 11, а. Это явление называется частотными искажениями усилителя.

a	б
Рис. 11. Амплитудно-частотная (а), амплитудная характеристики усилителя (б).

Для оценки частотных искажений вводится параметр, называемый коэффициентом частотных искажений, равный отношению модулей коэффициентов усиления на средней и данной рабочей частоте.

; .

Обычно коэффициент частотных искажений определяют на граничных частотах f_н и f_в условной полосы пропускания усилителя, представляющей собой диапазон частот f_в – f_н, в пределах которого изменение коэффициента усиления не превышает заданной величины. Считается допустимым уменьшение коэффициента усиления в раз. Именно этому уровню на амплитудно-частотной характеристике соответствуют граничные частоты f_н и f_в (см. рис. 11, а). Поскольку частотные искажения обусловлены линейными элементами схемы, их часто характеризуют как линейные.

Амплитудная характеристика усилителя. Выходной сигнал усилителя может отличаться по форме от входного не только из-за частотных искажений, но и в силу нелинейности характеристик усилительных элементов (например, биполярного транзистора). Наиболее полное описание нелинейности усилителя дает зависимость выходного напряжения U_вых или коэффициента усиления К_u от величины входного сигнала, называемая амплитудной характеристикой(рис. 11, б).

Для линейного усилителя амплитудная характеристика представляет отрезок прямой, проходящей через начало координат (прямая пунктирная линия на рис. 11, б). В реальном усилителе при больших входных сигналах U_вх > U_{вх max} выходное напряжение перестает возрастать, поскольку начинают проявляться нелинейные свойства усилительного элемента, а это значит, что усилитель становится нелинейным. Кроме того, амплитудная характеристика реального усилителя обычно не проходит через начало координат, так как выходной сигнал отличен от нуля даже в отсутствие входного воздействия (сплошная кривая на рис. 11, б), что обусловлено его внутренними помехами: шумами, фоном и дрейфом. С помощью усилителя невозможно усиливать сигналы с амплитудой U_вх < U_{вх min}, поскольку усиленный сигнал не может быть обнаружен в собственных шумах.

Обратные связи в усилителях

Обратной связью называется передача энергии из выходной цепи усилителя во входную цепь. Структурная схема усилителя с обратной связью приведена на рис. 12. Здесь коэффициент усиления и коэффициент передачи цепи ОС указаны в виде комплексных значений. Это означает учет возможного фазового сдвига, возникающего на высоких или низких частотах за счет наличия как в схеме усилителя, так и в цепи ОС реактивных элементов. Если работа усилителя осуществляется в области средних частот, а в цепи ОС отсутствуют реактивные элементы, то коэффициенты передачи усилителя и звена ОС будут характеризоваться действительными значениями К и β.

Рис. 12. Структурная схема усилителя с ОС

Вид обратной связи в усилителях зависит от параметра (напряжения, тока) выходного сигнала, используемого для создания обратной связи и способа подачи обратной связи с выхода на вход усилителя. Наличие обратной связи может привести либо к увеличению, либо к уменьшению результирующего сигнала на входе усилителя. В первом случае фазы входного и выходного сигнала совпадают и амплитуды складываются. Такую связь обратную связь называют положительной, во втором случае фазы противоположны и амплитуды сигналов вычитаются, такую обратную связь называют отрицательной.

Выражение для расчета коэффициента усиления усилителя, охваченного обратной связью, имеет вид:

,

где знак «плюс» имеет место, когда обратная связь отрицательная, а «минус» – когда обратная связь положительная.

Положительная обратная связь в усилителях обычно нежелательна, однако она может возникать и непроизвольно через внутренние или внешние электрические цепи. Наличие паразитной положительной обратной связи может привести к самовозбуждению усилителя.

Отрицательная обратная связь позволяет улучшить многие показатели усилителя, поэтому и получила широкое применение в усилителях. Отрицательная обратная связь уменьшает все виды линейных и нелинейных искажений усиливаемого сигнала, напряжения шумов и помех в (1+βК) раз, увеличивает стабильность коэффициента усиления.

Усилительные каскады на биполярных транзисторах

Схема усилителя с RC – связью

На рис. 13, а представлена схема усилительного каскада на биполярном транзисторе (БТ), включенном по схеме с общим эмиттером. Резисторы R₁, R₂ в схеме обеспечивают необходимый режим транзистора по постоянному току. Включение в эмиттерную цепь транзистора резистора R_э осуществляет отрицательную обратную связь по постоянному и переменному току. Обратная связь по постоянному току отвечает за температурную стабилизацию режима работы транзистора. Поскольку обратная связь по переменному току уменьшает коэффициент усиления усилителя K_u, резистор R_э шунтируют конденсатором C_э, сопротивление которого на низшей частоте усиливаемого сигнала должно быть по крайней мере на порядок меньше сопротивления R_э. Конденсаторы C_p1 и C_p2 являются разделительными. Они обеспечивают изоляцию (разделение) источника сигнала и нагрузки каскада по постоянному току и соединение (связь) их по переменной составляющей между собой.

а		б
Рис. 13. Усилитель с RC-связью: а – принципиальная электрическая схема, б – осциллограммы работы

Рассмотренный простейший каскад усиления содержит только резисторы и конденсаторы, то есть является резистивно-емкостным каскадом. В многокаскадных усилителях c конденсаторной связью нагрузкой промежуточного каскада является входная цепь следующего каскада.

Работу усилителя характеризуют осциллограммы, приведенные на рис.13, б. При включении на вход усилителя источника синусоидального напряжения Е_г (см. рис.13, а) на базе транзистора появляется переменное напряжение, под воздействием которого возникает переменный ток базы. Переменный ток базы вызывает появление переменной составляющей тока в цепи коллектора (рис. 13, б, 2), которая, в свою очередь, распределяется между R_к и R_н, причем, как видно из рис.13, б, изменения тока коллектора, напряжения на резисторе R_к и входного напряжения синфазные, а падение напряжения U_кэ, возникающее на транзисторе, сдвинуто по фазе на 180˚ относительно входного сигнала (рис. 13, б, 3). Напряжение U_кэ, как и ток I_к, представляет сумму постоянного напряжения U_ко и переменного, пропорционального величине входного сигнала. Чтобы выделить только переменное напряжение (рис. 13, б, 4), нагрузка подключается в коллекторную цепь через разделительный конденсатор С_р2 .

Характеристики усилителя с RC – cвязью

Работу схемы на рис. 13, а, как и любого усилителя, иллюстрируют две основные характеристики: амплитудно-частотная (рис. 14, а) и амплитудная (рис. 15). На рис. 14, а видно, что коэффициент усиления каскада сохраняется постоянным только в области средних частот, а в области низких и высоких частот наблюдается спад коэффициента усиления. Это объясняется наличием в схеме усилителя конденсаторов (С_р1, С_р2, С_э) и зависимостью параметров транзистора от частоты. Уменьшение коэффициента усиления в области НЧ и ВЧ представляет собой линейные частотные искажения.

а	б
Рис.14. Характеристики усилителя: а – амплитудно-частотная характеристика, б – амплитудная характеристика усилителя с RC-связью.

Для анализа амплитудно-частотной характеристики ее разбивают на три участка: область средних частот, где коэффициент усиления К_u = К_uо практически не зависит от частоты (это область рабочих частот), область низких частот f < f_н, где K_u = K_uо / и область высоких частот f > f_в, где K_u = K_uo / .

Область средних частот. В области рабочих частот коэффициент усиления практически не меняется, поскольку сопротивления конденсаторов на него влияние не оказывают (Х_ср1<< R_вх, Х_ср2<<R_н, Х_сэ<<R_э).Сигнал передается в нагрузку с коэффициентом усиления К = К_uo.

Область низких частот. При работе усилителя в области низких частот влиянием конденсаторов пренебречь нельзя (Х_ср1~R_вх, Х_ср2~R_н, Х_сэ~R_э). С уменьшением частоты наблюдается спад коэффициента усиления, поскольку при уменьшении частоты сопротивление конденсаторов С_р1 и С_р2 возрастает. Вследствие увеличения падения напряжения на конденсаторах уменьшается напряжение сигнала, поступающее на вход каскада от источника входного сигнала, а также с выхода каскада в нагрузку. Это приводит к уменьшению амплитудных значений сигналов на выходе усилителя, что проявляется снижением его коэффициента усиления в области низких частот (рис. 14, а). Характер зависимости коэффициента усиления усилителя в области низких частот определяется величиной емкости конденсаторов С_р. В частности, с увеличением их емкости снижение коэффициента усиления происходит при более низких частотах (рис 14, б).

Необходимо отметить, что на коэффициент усиления усилителя в области низких частот оказывает влияние также конденсатор С_э. Его влияние проявляется в том, что с уменьшением частоты снижается коэффициент усиления каскада вследствие уменьшения шунтирующего действия конденсатора на резистор R_э.

Область высоких частот.В области высоких частот емкости конденсаторов С_р на коэффициент усиления усилителя влияния не оказывают (Х_ср1>>R_вх, Х_ср2>>R_н). Уменьшение коэффициента усиления обусловлено снижением коэффициента передачи тока базы транзистора β при увеличении частоты, а также шунтирующим действием емкости коллекторного перехода С_к.

Амплитудная характеристика усилителя отражает влияние нелинейности характеристик усилительного элемента
– транзистора на величину и форму выходного сигнала (рис. 14).

Участок 1-2 соответствует пропорциональной зависи-мости амплитуды выходного напряжения от амплитуды входного сигнала. Угол наклона прямой 1-2 определя-ется коэффициентом усиления усилителя на данной частоте. Если напряжение на входе усилителя не превышает U_{вх min}, то напряжение на выходе усилителя U_{вых min} определяется напряжением его собственных шумов, которое обусловлено пульсациями напряжения источника питания и нестационарными процессами в активных и пассивных элементах схемы. При входном напряжении, превышающем U_{вх max}, транзистор усилителя работает на нелинейных участках своих статических характеристик, что приводит к ограничению амплитуды выходного сигнала и искажению его формы. Такие искажения, вносимые усилителем, называются нелинейными.

Классы усиления

Класс А. В режиме класса А выбор положения точки покоя производится таким образом, чтобы входной сигнал не выходил за пределы линейного участка АВ входной ВАХ транзистора, а значение тока покоя I_бо находилось на середине этого участка ( см. рис. 15).

Рис. 15. Характеристики режима работы класса А

На выходных характеристиках транзистора рабочая точка при этом располагается на нагрузочной прямой так, чтобы амплитудные значения сигналов не выходили за пределы участка, где изменения тока коллектора пропорциональны току базы (участок А¢В¢ ). Таким образом, в режиме класса А усилитель будет иметь минимальные нелинейные искажения: ток и напряжение в выходной цепи полностью повторяют форму тока и напряжения во входной цепи (см. рис. 15). Однако, амплитудные значения выходного тока и напряжения усилителя, работающего в режиме класса А, довольно малы, поэтому невелика и выходная мощность усилителя:

.

Кроме того, в выходной цепи усилительного прибора протекает неизмененный, довольно большой постоянный ток I_ко как при любом уровне входного сигнала, так и при его отсутствии. Поэтому мощность, потребляемая каскадом от источника питания Р_пот = I_ко∙Е_к, велика. По этим причинам коэффициент полезного действия каскада в режиме класса А оказывается невысоким (η ≈ 30%). В таком режиме работают каскады предварительного усиления в многокаскадных усилителях мощности.

Класс В. Более мощные варианты выходных усилительных каскадов (усилителей мощности) чаще работают в режиме класса В, когда рабочая точка покоя выбирается при I_бо = 0, когда U_бэ = 0 (рис. 16). В этом случае амплитуда выходного сигнала ограничена лишь линейностью выходных характеристик транзистора (переход его в режим насыщения), но при этом усиливается только его положительная полуволна. В выходной цепи протекает довольно большой ток в течение положительного полупериода входного сигнала. Для усиления двухполярных сигналов применяют двухтактную схему (рис. 19), в которой два транзистора, работая поочередно, усиливают сигнал в положительный и отрицательный полупериоды.

Рис. 16. Характеристики режима работы класса В

В режиме класса В мощность, потребляемая от источника питания Р_пот, очень мала, так как очень мал ток коллектора в режиме покоя. Выходная же колебательная мощность довольно велика, поэтому каскад имеет высокий КПД (η ≈ 70%). Платой за высокий КПД являются большие нелинейные искажения выходного сигнала усилителя (см. рис. 16), величина которых зависит от степени нелинейности входных характеристик транзистора.

Класс АВ. Чтобы уменьшить нелинейные искажения выходного сигнала и сохранить выходную мощность и КПД значительными, необходимо организовать работу усилительного каскада в режиме АВ (см. рис. 17). При этом рабочую точку покоя выбирают чуть выше на нагрузочной прямой, чем в режиме В, то есть сохраняя небольшим значение тока коллектора I_ко (а значит и Р_пот). На входной же характеристике рабочая точка будет находиться чуть выше нелинейного участка, но этого оказывается достаточно, чтобы нелинейные искажения выходного сигнала стали значительно меньше, чем в режиме класса В (см. рис. 16).

Рис. 17. Характеристика режима работы класса АВ

Как и режим класса В, режим класса АВ также применяется в двухтактных устройствах, например в двухтактном усилителе мощности с трансформаторной связью.

На рис. 18 приведена схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связью. Он выполнен на двух p–n–p транзисторах VТ1 и VТ2, а также на двух трансформаторах Тр1 и Тр2. Вторичная обмотка Тр1 и первичная Тр2 состоят из двух секций и имеют вывод от средней точки. При работе в режиме класса В в схеме усилителя отсутствует цепь резистора R₁ (обозначена пунктирной линией).

Усиление сигнала в рассматриваемом усилителе мощности происходит в два такта работы устройства. Если первый такт сопровождается усилением одной полуволны сигнала с помощью VТ1, то второй такт – усилением второй полуволны транзистором VТ2.

Рис. 18. Схема двухтактного усилителя мощности с трансформаторной связью

Отсутствие тока покоя в усилителе класса В приводит к появлению значительных нелинейных искажениях в выходном сигнале (см. рис. 19, а). Их уменьшения обычно достигают за счет изменения режима работы, то есть перехода к режиму класса АВ. Для осуществления работы в этом режиме необходимо задать в базе транзисторов VТ1 и VТ2 небольшой ток покоя I_бо (путем подключения резистора R₁). За счет полученного токового пьедестала удается исключить влияние нелинейных участков входной и выходной ВАХ транзистора, что способствует практически отсутствию искажений выходного сигнала (рис 19, б).

а	б
Рис. 19. Влияние нелинейностей входных характеристик транзисторов на форму выходного сигнала: а – в режимах класса В, б – и класса АВ

Усилители постоянного тока

Усилители постоянного тока (УПТ) предназначены для усиления сигналов, очень медленнно меняющихся во времени, то есть эквивалентная частота которых приближается к нулю. На рисунке 20, а показана амплитудно-частотная характеристика УПТ. Из нее следует, что коэффициент усиления УПТ сохраняется неизменным не только в области средних частот (как, например, для УНЧ), но и в области низких частот. Для этого в УПТ применяются усилительные каскады с непосредственной связью, которые способны усиливать как сигналы переменного тока, так и сигналы постоянного тока.

В УПТ из-за отсутствия разделительных конденсаторов выходное напряжение определяется не только полезным усиленным сигналом, но и ложным сигналом, создаваемым за счет изменения во времени параметров режимов каскадов по постоянному току (старение транзисторов и других элементов схемы, температурная нестабильность параметров транзисторов, нестабильность напряжений питания). Особенно нежелательны изменения режима по постоянному току в первых каскадах, поскольку эти изменения усиливаются последующими каскадами. Самопроизвольное изменение выходного напряжения в УПТ при неизменном напряжении входного сигнала называют дрейфом усилителя либо дрейфом нуля при отсутствии полезного сигнала на его входе.

Дрейф нуля часто оценивается величиной дрейфа, приведенного ко входу усилителя

где U_{др вых} – выходное напряжение при U_вх = 0, а
К – коэффициент усиления усилителя.

Усилитель постоянного тока может качественно воспроизводить только те сигналы, которые значительно превышают напряжение дрейфа, то есть при U_вх > U_др. Поэтому при проектировании чувствительного усилителя приходится принимать специальные меры к снижению дрейфа усилителя. Одним из вариантов уменьшения дрейфа выступают балансные усилители, представителем которых является дифференциальный усилитель.

Дифференциальный усилитель

На рис.20, б представлена схема дифференциального усилителя, который является балансным усилителем тока с источником стабильного тока в эмиттерной цепи. В основе работы дифференциального усилителя лежит симметрия его плеч, то есть идентичность параметров транзисторов VT1 и VT2, а также равенство их коллекторных сопротивлений R_к1 и R_к2. Выходным напряжением в этой схеме является разность коллекторных потенциалов, а входным – разность базовых потенциалов транзисторов.

а	б
Рис. 20. Усилитель постоянного тока: а – АЧХ; б – схема дифференциального усилителя

Если на входы дифференциального усилителя подать напряжения одинаковой величины, но противоположные по знаку Е_вх1 = Е_вх2 (такие сигналы называют дифференциальными), то их разность по определению является входным сигналом усилителя U_вх = Е_вх1 – Е_вх2.

В силу симметрии схемы входное напряжение делится поровну между эмиттерными переходами обоих транзисторов: на одном их них напряжение увеличивается, на другом – уменьшается на величину U_вх/2. Соответственно приращение коллекторных токов и коллекторного потенциала дифференциального усилителя получаются одинаковые по величине, но разного знака. В результате выходное напряжение равно U_вых = U_вых1 – U_вых2, а все медленные изменения напряжения за счет внутренних процессов в схеме (изменения параметров транзисторов и резисторов, температуры, напряжения питания) взаимно уничтожаются. Таким образом, основной особенностью дифференциальных каскадов является то, что дрейф нуля в них значительно меньше, чем в других УПТ. Дифференциальные усилители получили широкое применение в интегральной схемотехнике, где на их основе построено огромное количество микросхем, называемых операционными усилителями.