Выпрямители на полупроводниковых диодах

В судовых электроустановках встречается ряд потребителей элект­рической энергии, которые требуют для своей работы постоянного на­пряжения (зарядка аккумуляторов, питание радиоэлектронной аппа­ратуры, систем автоматики, область электропривода и т. д.). В настоящее время в большинстве случаев для получения постоянного напряжения применяют статические преобразователи переменного тока в по­стоянный ток (выпрямители), выполненные на основе полупроводни­ковых диодов или тиристоров.

Полупроводниковые выпрямители имеют малые весовые и габарит­ные показатели, отличаются высокой надежностью в работе, большим сроком службы, высоким значением к.п.д., простотой конструкции, постоянной готовностью к работе. Полупроводниковые диоды преобра­зуют переменное напряжение в пульсирующее выпрямленное напря­жение, что обеспечивает одностороннее протекание тока в резисторе нагрузки. Они имеют вибро- и ударопрочные конструкции, работают при высокой влажности и любом положении.

Выпрямители классифицируются по различным признакам:

1) числу фаз вторичной обмотки трансформатора (однофазные и трехфазные);

2) форме выпрямленного напряжения (однополупериодные и двухполупериодные);

3) схеме соединения вентилей (с последовательным включе­нием вентиля и вторичной обмотки и мостовые);

4) мощности (маломощ­ные - 100 Вт, средней мощности — 5 кВт и мощные — свыше 5 кВт);

5) напряжению;

6) частоте выпрямленного тока (промышленной частоты — 50 Гц, повышенной частоты - от 400 до 1000 Гц и высокой частоты — свыше 1000 Гц).

Среди однофазных неуправляемых выпрямителей можно выделить четыре основных схемы выпрямителей, имеющих существенные различия по параметрам выходной электроэнергии, электромагнитным нагрузкам на элементы и технико-экономическим показателям.

Однополупериодная схема выпрямления. Однополупериодная схема выпрямления показана на рис. 6.1, а. На рис. 6.1, б показаны временные диаграммы токов и напряжений в схеме. Принцип работы основан на том, что положительная полуволна напряжения вторичной обмотки трансформатора поступает в нагрузку через выпрямительный диод, включенный в прямом направлении. Отрицательная полуволна напряжения в нагрузку не поступает, так как для неё выпрямительный диод включен в обратном направлении. Вследствие этого на нагрузке выделяется пульсирующее напряжение одной (в данном случае положительной) полярности.

На рис. 6.1, б показаны временные диаграммы: напряжения e₂ вторичной обмотке трансформатора, временные диаграммы напряжения u_d и тока i_d нагрузки, напряжения u_a и ток i_a выпрямительного диода, токов вторичной i₂ и первичной i₁ обмоток трансформатора. Из диаграмм видно, что при синусоидальном напряжении на первичной обмотке трансформатора напряжения и токи элементов схемы существенно отличаются от синусоидальных. Поэтому при анализе схемы необходимо найти количественную связь между действующими значениями напряжения и тока питающей сети E₁ и I₁ и действующим и средними значениями напряжения и тока элементов схемы.

Среднее значение напряжения на нагрузке U_d в соответствии с определением равно частному от деления площади фигуры, ограниченной функцией напряжения нагрузки и нулевой линией, делённой на длину интервала, на котором определяется среднее значение. В первом полупериоде напряжение на нагрузке повторяет форму напряжения вторичной обмотки трансформатора , где и - амплитудное и действующее значение напряжения вторичной обмотки трансформатора; w- угловая частота; t - текущее время.

Во втором полупериоде напряжение на нагрузке равно нулю. Длина интервала, на котором определяется среднее значение напряжения на нагрузке, равно периоду напряжения вторичной обмотки трансформатора. Из этого следует

. (6.1)

Среднее I_d и мгновенное i_d значения тока нагрузки можно определить, зная активное сопротивление нагрузки R_d

.

Мгновенные значения токов вторичной обмотки трансформатора, выпрямительного диода и нагрузки совпадают, так как они включены последовательно в неразветвлённую цепь .

Величину тока I_a выпрямительного диода принято оценивать по его среднему значению, поэтому ток диода равен току нагрузки , но ток I₂ вторичной обмотки трансформатора оценивают по его действующему значению, которое в соответствии с определением равно

, (6.2)

где - амплитуда тока вторичной обмотки трансформатора.

Ток первичной обмотки трансформатора не может содержать постоянной составляющей, так как питающее напряжение переменное, а постоянная составляющая тока вторичной обмотки не может трансформироваться в первичную в соответствии в принципом работы трансформатора. Поэтому временная диаграмма тока i₁ симметрична относительно нулевой линии. Вследствие этого ток i₁ можно выразить следующим образом

,

где - переменная составляющая тока вторичной обмотки трансформатора, n- коэффициент трансформации трансформатора.

Действующее значение тока I₁ первичной обмотки трансформатора равно

.

Для выпрямительных диодов опасным является максимальное напряжение, которое прикладывается к диоду в закрытом состоянии. Это напряжение U_а называют обратным напряжением. Оно не должно превышать предельно допустимого напряжения для данного типа выпрямительных диодов. В схеме однополупериодного выпрямителя это напряжение равно амплитуде напряжения вторичной обмотки трансформатора .

Установленная (типовая или габаритная) мощность P_т по которой можно судить о габаритах и весе трансформатора, а также о технико-экономических показателях преобразователя в целом, равна полусумме мощностей первичной и вторичных обмоток трансформатора.

,

где - мощность нагрузки.

Качество выпрямленного напряжения оценивают величиной коэффициента пульсации q, который равен отношению амплитуды первой гармоники к среднему значению на нагрузке. Его можно определить путем разложения в ряд Фурье выходного напряжения

,

Вследствие низких технико-экономических показателей однополупериодная схема выпрямления применяется только в маломощных (чаще всего в высоковольтных) выпрямителях, мощностью до 10 Вт.

Двухполупериодная схема выпрямления со средним выводом вторичной обмотки трансформатора. Схема двухполупериодного выпрямителя со средним выводом вторичной обмотки трансформатора показана на рис. 6.2, а. Из рисунка видно, что схема отличается от однополупериодной наличием ещё одной вторичной обмотки трансформатора и ещё одного выпрямительного диода, подключенного к нагрузке. Напряжение e₂¹¹ этой дополнительной обмотки находится в противофазе с напряжением e₂¹. Обе обмотки идентичны по величине напряжения (рис. 6.2, б) поэтому напряжение вторичной обмотки поступает в нагрузку в каждый полупериод (рис. 6.2, б), а токи вторичных обмоток i₂¹ и i₂¹¹ равные токам диодов i_а1 и i_а2 протекают только полпериода, причем в разных полупериодах (рис. 6.2, б).

Среднее значение напряжения на нагрузке можно определить, воспользовавшись формулой (6.1), с учётом того, что напряжение поступает в нагрузку в оба полупериода, поэтому среднее значение напряжения на нагрузке в два раза больше, чем у однополупериодного выпрямителя

.

Действующее значение токов вторичных полуобмоток трансформатора можно определить, используя формулу (6.2), с учётом соотношения между амплитудой тока I_2m вторичной полуобмотки и средним значением тока нагрузки

.

Подставив полученное значение I_2m в формулу (6.2), найдем величину действующего значения тока вторичной полуобмотки

.

Ток первичной обмотки, выраженный через ток нагрузки и коэффициент трансформации, равен

.

Напряжение на первичной обмотке связано с напряжением на нагрузке соотношением

.

Мощность первичной обмотки трансформатора

.

Мощность вторичной полуобмотки трансформатора

.

Установленная мощность трансформатора равна половине суммарной мощности всех обмоток трансформатора

.

Среднее значение тока выпрямительного диода равно половине тока нагрузки, так как каждый диод проводит ток только половину периода

.

Обратное напряжение на диоде равно двойной амплитуде напряжения вторичной полуобмотки, так как к непроводящему диоду прикладывается напряжение двух вторичных полуобмоток через диод, находящийся в проводящем состоянии

.

Коэффициент пульсации напряжения на нагрузке вдвое меньше, чем в однополупериодной схеме, так как при одинаковой амплитуде пульсации среднее значение напряжения на нагрузке вдвое больше

,

.

Мостовой выпрямитель. На рис. 6.3, а показана схема мостового выпрямителя, на рис. 6.3, б - временные диаграммы напряжений и токов в элементах схемы.

Постоянное напряжение на нагрузку поступает от диодного коммутатора VD1-VD4, обеспечивающего протекание тока через нагрузку в одном направлении. В первом полупериоде ток течет от верхнего конца вторичной обмотки трансформатора через диод VD1, нагрузку R_d диод VD3 к нижнему концу вторичной обмотки трансформатора. Во втором полупериоде - от нижнего конца вторичной обмотки трансформатора через диод VD2, нагрузку R_d, диод VD4 к верхнему концу вторичной обмотки трансформатора.

Из временных диаграмм видно (рис. 6.3, б), что напряжение и ток нагрузки постоянные пульсирующие, а ток вторичной обмотки - переменный синусоидальный. Это основное достоинство мостовой схемы выпрямления, так как установленная мощность трансформатора в этом случае получается наименьшей.

Среднее значение напряжения на нагрузке такое же, как и в схеме двухполупериодного выпрямителя со средним выводом вторичной обмотки трансформатора, так как графики изменения напряжения на нагрузке у них идентичны

.

Ток вторичной обмотки синусоидальный, поэтому связь между средним значением тока нагрузки и действующим значением тока вторичной обмотки такая же, как и между средним значением напряжения на нагрузке и действующим значением напряжения вторичной обмотки

.

Ток вторичной обмотки, а, следовательно, и ток первичной синусоидальны, поэтому, если не учитывать потерь, мощности обмоток равны, поэтому установленная мощность трансформатора равна

.

Среднее значение тока выпрямительного диода равно половине тока нагрузки, так как полпериода ток течет через диоды VD1 и VD3, а другие полпериода - через диоды VD2 и VD4

.

Обратное напряжение на диодах равно амплитуде напряжения вторичной обмотки трансформатора, так как к непроводящему диоду прикладывается напряжение вторичной обмотки через другой диод, находящийся в открытом состоянии

.

Коэффициент пульсации напряжения на нагрузке такой же как и в схеме двухполупериодного выпрямителя со средним выводом вторичной обмотки трансформатора, так как формы напряжения на нагрузке у них одинаковы

q = 0,67

6.2 Стабилизаторы напряжения

Параметрические стабилизаторы напряжения являются наиболее простыми стабилизирующими устройствами, широко применяемыми в схемах малой мощности. В основе принципа действия параметрических стабилизаторов напряжения лежит использование свойств нелинейности полупроводниковых стабилитронов, вольтамперная характеристика которых обладает большой крутиз­ной.

На рис. 6.4 представлена простейшая схема параметрического стабилизатора, выполненная на стабилитроне VD. Резистор R_б выпол­няет роль балластного сопротивления, ограничивающего ток в стаби­литроне и воспринимающего избыток напряжения источника питания. Входное напряжение

U_вх=U_б+U_ст=I_вхR_б+U_ст=(I_н+I_ст)R_б+U_ст,

где U_б - падение напряжения на резисторе R_б; U_ст — напряжение стабили­зации; I_вх — входной ток; I_н — ток нагрузки; I_ст — ток, проходящий через стабилитрон.

При изменениях входного напряжения меняется входной ток и па­дение напряжения на R_б, а напряжение стабилизации остается прак­тически неизменным. Качество стабилизации напряжения оценивает­ся с помощью коэффициента стабилизации, который показывает, во сколько раз относительное изменение входного напряжения больше относительного изменения стабилизированного выходного напряжения.

Для обеспечения нормального режима стабилизации необходимо, чтобы ток в стабилитроне находился в диапазоне

I_{ст min}<I_ст < I_стmax,

где I_{ст min} и I_{ст max} — допустимые значения токов в стабилитроне, которые указываются для каждого типа стабилитрона в справочниках. По мере увеличения тока I_н нагрузки ток через ста­билитрон уменьшается, поэтому величина резистора R_б выбирается по режиму холостого хода, когда нагрузка не подключена.

Для повышения рабочего напряжения применяют последовательное соединение стабилитронов. Параллельное соединение стабилитронов для уменьшения токов и нагрева не используется, так как ток проходит через тот стабилитрон, который обладает меньшим сопротивлением.

Компенсационные стабилизаторы напряженияиспользуют зависимость вольтамперной характе­ристики транзистора от базового тока. Транзистор можно рассматри­вать как резистор с регулируемым сопротивлением перехода эмит­тер -— коллектор, которое определяется током базы. В качестве регу­лируемого сопротивления переход эмиттер — коллектор транзистора может включаться последовательно или параллельно с нагрузкой и выполнять функции основного исполнительного органа в процессе ре­гулирования (стабилизации) выходного напряжения.

Действие компен­сационных стабилизаторов напряжения основано на использо­вании принципа отрицательной обратной связи. Усиленный сигнал подается с выхода схемы на ее вход таким образом, чтобы компенсиро­вать изменение выходного напряжения.

На рис. 6.5 изображен компен­сационный стабилизатор напряжения последовательного типа. В цепи обратной связи включен элемент сравнения на транзисторе VТ2. Последний усиливает разность потенциалов, образованную опорным напряжением на стабилитроне VD и падением напряжения на резисторе R2, который входит в состав делителя R2 — R5.

Допустим, что при увеличении Е_вх напряжение U_вых в первый момент начнет возрастать. Это приведет к увеличению падения напряжения на резисторе R2, и потенциал базы транзистора VT2 станет выше. Увеличатся ток базы и ток коллектора транзистора VT2, ко­торый пройдет через резистор R1. Потенциал базы транзистора VT1 станет ниже. Сопротивление перехода эмиттер — коллектор транзи­стора VТ1 и падение напряжения на нем возрастут. Напряжение U_вых становится приблизительно равным прежнему значению.

Существует много модификаций схем рассмотренного типа, отли­чающихся в основном системой управления, в частности числом тран­зисторов усилительного звена и использованием в схеме дополнительных источников питания элементов системы управления. Вариант такой схемы представлен на рис. 6.6.

Именно режим ключа позволяет получить очень высокий коэф­фициент полезного действия. Действительно, мощности потерь Р_кп в таком режиме приближаются к нулю: в открытом и закрытом со­стояниях транзистора падение напряжения на нем U_кэ и ток через него I_к близки к нулю. Следовательно, мощность Р_кп= U_кэ I_к тоже близка к нулю. Малая рассеиваемая мощность, позволяет от­казаться от теплоотводящих радиаторов, что уменьшает массу и га­бариты стабилизаторов.

Работа регулирующего транзистора в режиме ключа дает воз­можность получить с его выхода однополярные импульсы прямо­угольной формы. Для последующего преобразова­ния таких импульсов в постоянное напряжение служит сглаживаю­щий фильтр Ф (рис. 6.7, а). Регулирующий элемент и сглаживаю­щий фильтр охвачены отрицательной обратной связью, которую осу­ществляют блок сравнения БС и импульсный блок ИБ. В блоке сравнения выходное напряжение сравнивается с эталонным (опор­ным) напряжением. Получающееся при этом разностное напряжение воздействует на импульсный блок, который вырабатывает управляю­щие импульсы разной длительности или частоты следования, управляющие работой регулирующего элемента. Изменения длитель­ности импульсов или частоты их следования позволяет поддерживать выходное напряжение неизменным при изменениях, как входного напряжения стабилизатора, так и нагрузочного тока.

Импульсные стабилизаторы постоянного напряжения по способу управления регулирующего элемента подразделяют на релейные (или двухпозиционные) и с широтно-импульсной модуляцией (ШИМ).

Подробно работа ИСПН рассматривается на примере релейного стабилизатора, схема которого изображена на рис. 6.8. В этом стабилизаторе в блоке сравнения функции сравнения эталонного (опорного) напряжения с выходным напряжением стабилизатора совмещены с функциями релейного устройства. Те и другие функции выполняет стабилитрон VD1.

Релейное устройство через транзисторы VT2 и VT3, принадлежащие импульсному блоку, управляет регулирующим элементом — тран­зистором VT1. В качестве сглаживающего фильтра в ИСПН чаще всего используют Г-образные LC-фпльтры, так как при этом дости­гается наибольший к.п.д. стабилизаторов. Такой фильтр, состоящий из дросселя L_ф конденсатора С_ф применяется и в рассматриваемом стабилизаторе.

Релейный стабилизатор со стабилитроном работает таким образом. При подаче постоянного входного напряжения U_вх регулирующий транзистор VT1 открывается. Благодаря наличию индуктивной катушки L_ф ток через которую не может изменяться скачком, напряжение на выходе стабилизатора будет постепенно увеличиваться. Соответственно в блоке сравнения начнет увеличиваться напряжение bU_вых, где b— коэффициент деления резистивного делителя R8R9R10. При некотором значении этого напряжения стабилитрон VD1, открывается, что приводит к отпиранию транзистора VT3 и запиранию транзистора VT2, так как тран­зистор VT3 закорачивает его вход. В свою очередь, транзистор VT2 запирает регули­рующий транзистор VT1. После этого напряжение на выходе стабилизатора и в бло­ке сравнения начинает уменьшаться. При определенном значении bU_вых стабили­трон VD1 закрывается, что приводит к запиранию транзистора VT3 и отпиранию транзисторов VT2 и VT1. Далее все процессы повторяются.

Изменения выходного напряжения из-за воздействия дестабилизирующих факторов приводят к соответствующим изменениям длительности закрытого и открытого состояний регулирующего транзистора VT1, в результате среднее значение выходного напряжения будет поддерживаться с определенной степенью точ­ности.

При снижении тока в импульсах, вырабатываемых транзистором VT1 в дросселе возникает э.д.с. самоиндукции, которая может вызвать перенапряжение на транзисторах и вывести их из строя. Для предотвращения этого включают диод VD2, через который гасится возникающая э. д. с. самоиндукции.

Основным преимуществом всех релейных ИСПН является их высокое быстродействие, а существенным недостатком — относительно большая амплитуда пульсаций выходного напряжения. Эти пульсации не могут быть сведены к нулю, так как переключения релейных элементов возможны только при изменениях выходного напряжения.

В стабилизаторах с широтно-импульсной модуляцией в импульсном блоке имеется генератор импульсов ГИ. Существует два типа стабилизаторов с ШИМ. В первом из них, структурная схема кото­рого изображена на рис. 6.9, а, частота генерируемых импульсов определяется элементами генератора импульсов ГИ, а длительность импульсов и пауз изменяется в зависимости от постоянного напря­жения, подаваемого на ГИ с выхода блока сравнения БС.

В стабилизаторах второго типа (рис. 6.9, б) генератором импульсов ГИ является генератор линейно изменяющегося напряжения ГЛИН, у которого пилообразные импульсы генерируются с постоянной частотой повторения. Напряжение DU=U_оп-bU_вых в блоке сравнения непрерывно сравнивается с линейно изменяю­щимся напряжением u_г(t) (рис. 6.9, в). Таким образом, управляющие импульсы u_у имеют разную длительность при неизменной час­тоте повторения импульсов. Под воздействием управляющих им­пульсов регулирующий элемент РЭ в стабилизаторах с ШИМ пере­ключается и в зависимости от длительности импульсов и пауз изме­няется среднее значение напряжения на выходе фильтра, в резуль­тате чего обеспечивается постоянство выходного напряжения стаби­лизатора в заданных пределах.